郭慧民，閻躍鵬?

（1.中國(guó)科學(xué)院微電子研究所，北京 100029；2.中國(guó)科學(xué)院大學(xué)，北京 100049）

IEEE 802.11ax-2021（也稱作WIFI 6）［1］是下一代無(wú)線局域網(wǎng)通信系統(tǒng)，該標(biāo)準(zhǔn)于2021 年2 月由IEEE 正式批準(zhǔn).符合IEEE 802.11ax-2021 標(biāo)準(zhǔn)的射頻收發(fā)機(jī)是當(dāng)前的研究熱點(diǎn)之一.與LTE［2］和傳統(tǒng)WLAN［3-4］等寬帶系統(tǒng)類似，零中頻射頻接收機(jī)是適合于IEEE 802.11ax-2021 系統(tǒng)的射頻接收機(jī)架構(gòu).但是，在射頻接收機(jī)中，直流偏移會(huì)導(dǎo)致接收機(jī)中可編程增益放大器的輸出電壓飽和，使其后的模數(shù)轉(zhuǎn)換器以及整個(gè)接收機(jī)功能失效.傳統(tǒng)的用于零中頻接收機(jī)的直流偏移消除技術(shù)可以分為模擬型直流偏移消除［5-7］和數(shù)字型直流偏移消除［8］兩類.文獻(xiàn)［5-7］中采用的模擬型直流偏移消除技術(shù)雖然電路形式不同，但其原理都是通過(guò)檢測(cè)可編程增益放大器的輸出直流偏移，利用負(fù)反饋環(huán)路實(shí)時(shí)地在放大器輸入端進(jìn)行補(bǔ)償，以快速響應(yīng)放大器的增益和輸入直流偏移的變化.但是，由于模擬型直流偏移消除電路中用于檢測(cè)輸出直流偏移的檢測(cè)放大器自身也存在直流偏移，因此僅采用模擬型直流偏移消除的可編程增益放大器的輸出會(huì)存在較大的殘留直流偏移.例如，文獻(xiàn)［5］中的殘留直流偏移達(dá)到14 mV.文獻(xiàn)［8］中的數(shù)字型直流偏移消除電路通過(guò)基帶輸出的數(shù)字控制字可以將放大器的輸出直流偏移減小至5 mV，但需要數(shù)字電路根據(jù)模數(shù)轉(zhuǎn)換器的輸出數(shù)據(jù)計(jì)算出放大器的輸出直流偏移值并消除.因此，電路響應(yīng)時(shí)間長(zhǎng)達(dá)5.7 ms.本文提出了一種模數(shù)混合型直流偏移消除電路，同時(shí)實(shí)現(xiàn)精確的直流偏移消除和對(duì)輸入直流偏移變化的快速響應(yīng).本文還提出了一種實(shí)用的接收機(jī)增益自動(dòng)校準(zhǔn)方法，并與集成混合型直流偏移消除的可編程增益放大器實(shí)現(xiàn)于同一測(cè)試電路中.

1 集成直流偏移消除和I/Q 增益失配校準(zhǔn)的零中頻接收機(jī)

圖1 所示為零中頻接收機(jī)的典型架構(gòu).射頻信號(hào)經(jīng)過(guò)匹配電路進(jìn)入低噪聲放大器后，經(jīng)過(guò)下變頻混頻器分為I 通路和Q 通路后分別經(jīng)過(guò)信道選擇濾波器進(jìn)行信道選擇.其后的可編程增益放大器通常具有較高的增益，用于將信號(hào)進(jìn)一步放大至符合模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）的輸入量程.本文提出的混合型直流偏移消除電路集成于可編程增益放大器中.零中頻接收機(jī)中通常需要I/Q 增益失配消除電路，以確保模數(shù)轉(zhuǎn)換器輸出給數(shù)字基帶的I/Q 兩路信號(hào)具有相同的幅度［9-12］.本文在可編程增益放大器的輸出設(shè)計(jì)了一種I/Q 增益失配自動(dòng)校準(zhǔn)電路，無(wú)需數(shù)字基帶電路參與即可實(shí)現(xiàn)增益失配的自動(dòng)校準(zhǔn).

圖1 集成直流偏移消除和I/Q增益失配校準(zhǔn)的零中頻接收機(jī)架構(gòu)Fig.1 Zero-IF receiver architecture with DC offset cancellation and I/Q mismatch calibration

圖2 為集成混合型直流偏移消除電路的可編程增益放大器架構(gòu).該可編程增益放大器由五級(jí)放大級(jí)組成.其中，第一級(jí)到第三級(jí)采用相同的電路，每級(jí)實(shí)現(xiàn)0～15 dB的增益，增益步長(zhǎng)為5 dB.第四級(jí)采用固定4 dB增益加上0 dB、4 dB和8 dB三檔可調(diào)增益.第五級(jí)采用6 dB增益加上0 dB、1 dB、2 dB和3 dB 四檔可調(diào)增益.通過(guò)適當(dāng)?shù)臄?shù)字編碼，可將放大器的6 位增益控制位對(duì)應(yīng)到各放大級(jí)的增益控制位，實(shí)現(xiàn)10～66 dB的增益調(diào)節(jié)范圍和1 dB的增益調(diào)節(jié)步長(zhǎng).

混合型直流偏移消除電路包括模擬型直流偏移消除電路和數(shù)字型直流偏移消除電路.如圖2 所示，三個(gè)模擬型直流偏移消除電路分別位于第二級(jí)放大級(jí)輸出與第一級(jí)放大級(jí)輸入之間、第四級(jí)放大級(jí)輸出與第三級(jí)放大級(jí)輸入之間和第五級(jí)放大級(jí)輸出與輸入之間.數(shù)字型直流偏移消除電路位于第五級(jí)放大級(jí)，用于消除模擬型直流偏移電路3 產(chǎn)生的殘留直流偏移.模擬型直流偏移消除電路和數(shù)字型直流偏移消除電路將分別在第2節(jié)詳細(xì)討論.

圖2 集成混合型直流偏移消除的可編程增益放大器架構(gòu)Fig.2 Architecture of programmble gain amplifier with hybrid DC offest cancellation

2 混合型直流偏移消除電路

2.1 模擬型直流偏移消除電路

圖3 為可編程增益放大器的放大級(jí)和模擬型直流偏移消除電路.為了簡(jiǎn)明起見(jiàn)，圖中以第五級(jí)放大級(jí)為例，即模擬型直流偏移消除電路位于同一放大級(jí)輸出與輸入之間.其它各級(jí)放大級(jí)和模擬型直流偏移消除電路采用與此類似的連接關(guān)系.如圖3 所示，放大級(jí)采用差分電阻反饋放大器架構(gòu)，通過(guò)反饋電阻Rf與輸入電阻Ri的比例確定放大級(jí)的增益，以實(shí)現(xiàn)精確的增益控制.控制電阻連接的開(kāi)關(guān)由PMOS 管和NMOS 管并聯(lián)組成的傳輸門實(shí)現(xiàn)，置于運(yùn)算放大器的輸入端.這是由于高增益的運(yùn)算放大器閉環(huán)工作時(shí)，輸入端為“虛地”點(diǎn)，信號(hào)幅度很小.因此，可以避免放大級(jí)輸入的大幅度信號(hào)通過(guò)傳輸門開(kāi)關(guān)時(shí)引起的非線性效應(yīng).保持導(dǎo)通狀態(tài)的開(kāi)關(guān)SW_dmy與反饋電阻Rf串聯(lián)，以提高反饋電阻與輸入電阻間的匹配精度.模擬型直流偏移消除電路由電阻、電容和檢測(cè)放大器構(gòu)成.檢測(cè)放大器的輸入和輸出分別連接放大級(jí)的輸出和輸入，以形成負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò).這個(gè)負(fù)反饋網(wǎng)絡(luò)會(huì)在放大級(jí)的輸出與輸入間形成高通頻率響應(yīng)，從而消除輸入和放大級(jí)自身的直流偏移.通過(guò)調(diào)整電阻R1和R2值和電容C1和C2值，可以調(diào)整高通頻率響應(yīng)的-3dB 頻率點(diǎn)位置.在調(diào)整增益時(shí)，可以將R1和R2旁路以減小響應(yīng)時(shí)間.R3和R4用于將檢測(cè)放大器的輸出電壓轉(zhuǎn)化成電流，控制放大級(jí)的輸出直流偏移.

圖3 放大級(jí)與模擬型直流偏移消除電路Fig.3 Amplification stage and analog DC offset cancellation

圖4 示出了可編程增益放大器的供電電源啟動(dòng)時(shí)各種工藝角（FF，TT，SS，SF，F(xiàn)S）和高低溫度（-40 ℃，27 ℃，125 ℃）組合下的瞬態(tài)仿真結(jié)果.仿真時(shí)設(shè)置放大器輸入為直流信號(hào)，輸入直流偏移為40 mV，增益為最大值，以考察最差情況下的可編程增益放大器的性能.可見(jiàn)，在所有工藝角和溫度組合下，可編程增益放大器的差分輸出電壓都不會(huì)出現(xiàn)飽和，并且都可以在1μs 內(nèi)穩(wěn)定到接近輸出共模電壓.這反映出模擬型直流偏移消除電路快速響應(yīng)的特點(diǎn).

圖4 各種工藝角和溫度下的瞬態(tài)響應(yīng)仿真結(jié)果Fig.4 Simulation result of transient response under various process corners and temperatures

雖然模擬型直流偏移消除電路具有響應(yīng)時(shí)間短、無(wú)需數(shù)字基帶電路參與等優(yōu)點(diǎn)，但它是基于直流偏移消除電路中的檢測(cè)放大器對(duì)放大級(jí)輸出直流偏移的檢測(cè)結(jié)果進(jìn)行補(bǔ)償?shù)?由于器件的匹配精度所限，檢測(cè)放大器并不是一個(gè)理想放大器，其自身也存在直流偏移.如圖3 所示，檢測(cè)放大器自身的直流偏移可以等效為放大器輸入端存在一個(gè)固定的直流電壓VOS.它會(huì)被檢測(cè)放大器放大后進(jìn)入放大級(jí)反饋環(huán)路，進(jìn)而被放大級(jí)放大，導(dǎo)致放大級(jí)輸出殘留的直流偏移.該殘留直流偏移無(wú)法通過(guò)模擬型直流偏移消除電路消除，必須由其它校準(zhǔn)電路對(duì)其進(jìn)行補(bǔ)償才能消除.而且，檢測(cè)放大器的直流偏移值主要由器件的匹配精度決定，呈現(xiàn)隨機(jī)分布的特點(diǎn).實(shí)際電路設(shè)計(jì)中，即使?fàn)奚娣e，將檢測(cè)放大器的晶體管尺寸設(shè)計(jì)得非常大，仍難以在量產(chǎn)時(shí)將所有芯片的最大輸出直流偏移減至5 mV以下.

模擬型直流偏移消除電路產(chǎn)生的殘留直流偏移不僅存在于第五級(jí)放大級(jí)輸出，同樣也存在于第二級(jí)和第四級(jí)放大級(jí)輸出.但分析表明，它們不會(huì)對(duì)可編程增益放大器的最終輸出直流偏移產(chǎn)生貢獻(xiàn).如圖5 所示，來(lái)自前級(jí)下變頻混頻器的輸入直流偏移會(huì)被位于第一級(jí)和第二級(jí)之間的模擬型直流偏移消除1補(bǔ)償.它產(chǎn)生的殘留直流偏移1可以看作第三級(jí)的輸入直流偏移，將會(huì)被位于第三級(jí)和第四級(jí)之間的模擬型直流偏移消除2 補(bǔ)償.類似地，殘留直流偏移2 會(huì)被位于第五級(jí)的模擬型直流偏移消除3 補(bǔ)償.因此，它們不會(huì)構(gòu)成可編程增益放大器的最終輸出直流偏移.但是，由于第五級(jí)是可編程增益放大器的最后一級(jí)放大級(jí)，其后不再有模擬型直流偏移消除電路.如果沒(méi)有其它補(bǔ)償措施，它產(chǎn)生的殘留直流偏移3 就是可編程增益放大器的最終輸出直流偏移.如前文分析，第五級(jí)的殘留直流偏移由檢測(cè)放大器的輸入直流偏移和放大級(jí)的增益共同決定.雖然不同芯片產(chǎn)生的殘留直流偏移值會(huì)隨機(jī)分布，但是對(duì)于每個(gè)確定的芯片，檢測(cè)放大器的輸入直流偏移是固定不變的.放大級(jí)的輸出殘留直流偏移只會(huì)隨放大級(jí)增益不同而變化.由于第五級(jí)放大級(jí)只有四檔增益控制，如果能夠針對(duì)每檔增益控制進(jìn)一步補(bǔ)償殘留直流偏移，就可以使整個(gè)可編程增益放大器在所有增益控制下的輸出直流偏移都減為最小.因此，本文在模擬型直流偏移消除電路的基礎(chǔ)上，在最后一級(jí)設(shè)計(jì)了數(shù)字型直流偏移消除電路，通過(guò)自動(dòng)校準(zhǔn)進(jìn)一步消除可編程增益放大器的輸出殘留直流偏移.

圖5 殘留直流偏移消除原理Fig.5 Principle of residual DC offset cancellation

2.2 數(shù)字型直流偏移消除電路

圖6 示出了可編程增益放大器的放大級(jí)和數(shù)字型直流偏移消除電路的架構(gòu).數(shù)字型直流偏移消除電路由自動(dòng)歸零比較器、控制狀態(tài)機(jī)和數(shù)模轉(zhuǎn)換器組成，僅應(yīng)用于可編程增益放大器的最后一級(jí).自動(dòng)歸零比較器用于比較放大級(jí)的輸出OP端和ON 端的電壓，將比較結(jié)果經(jīng)過(guò)控制狀態(tài)機(jī)處理后輸入8 位數(shù)模轉(zhuǎn)換器.數(shù)模轉(zhuǎn)換器的輸入連接至放大級(jí)的運(yùn)算放大器輸入端，以控制放大級(jí)的輸出直流偏移.進(jìn)行校準(zhǔn)時(shí)，首先通過(guò)導(dǎo)通開(kāi)關(guān)SW0 連接放大級(jí)的輸入IP 和IN 端，使校準(zhǔn)過(guò)程中放大級(jí)不受前級(jí)輸出影響.自動(dòng)歸零比較器比較OP端和ON端的電壓，控制狀態(tài)機(jī)根據(jù)比較器的輸出通過(guò)二進(jìn)制搜索算法將控制字輸出給數(shù)模轉(zhuǎn)換器，用于調(diào)整放大級(jí)的輸出直流偏移.經(jīng)過(guò)8次比較后可以得到優(yōu)化的8位數(shù)模轉(zhuǎn)換器控制字，使OP端和ON 端的電壓差值，也就是放大級(jí)的殘留直流偏移減至最小.由于輸出殘留直流偏移會(huì)隨放大級(jí)的增益不同而變化，所以需要針對(duì)放大級(jí)的每檔增益控制分別進(jìn)行一次校準(zhǔn).全部校準(zhǔn)完成之后，將得到的數(shù)模轉(zhuǎn)換器的控制字存儲(chǔ)于芯片的寄存器中.正常工作時(shí)，使用與增益控制對(duì)應(yīng)的8 位控制字作為數(shù)模轉(zhuǎn)換器的輸入，即可實(shí)現(xiàn)對(duì)放大器殘留直流偏移的精確校準(zhǔn).

圖6 放大級(jí)與數(shù)字型直流偏移消除電路Fig.6 Amplification stage and digital DC offset cancellation

圖7（a）示出了數(shù)字型直流偏移消除電路中的自動(dòng)歸零比較器電路.自動(dòng)歸零比較器由采樣電容、放大器和由非交疊時(shí)鐘CLK 和CLKN 控制的開(kāi)關(guān)組成.相位1時(shí)，CLK 為高電平，CLKN 為低電平；相位2時(shí)，兩者相反.相位1 時(shí)，SW2 斷開(kāi)，SW1 和SW3 導(dǎo)通，放大器閉環(huán)形成一個(gè)單位增益放大器.只要放大器的增益足夠高，放大器的負(fù)極輸入端就近似等于VREF，形成一個(gè)“虛地”點(diǎn)，將IP 端的電壓采樣至電容上.在相位1 時(shí)，放大器中的SW0 也保持導(dǎo)通，形成密勒補(bǔ)償，保證閉環(huán)放大器的穩(wěn)定性.在相位2 時(shí)，SW2 導(dǎo)通，SW1 和SW3 斷開(kāi).將IN 端電壓連接至采樣電容左端.由于采樣電容上的電荷保持守恒，IP端和IN 端的電壓差值將表現(xiàn)為放大器負(fù)極輸入端和VREF的差值，實(shí)現(xiàn)了對(duì)IP端和IN端電壓的比較.在相位2 時(shí)，由于SW3 斷開(kāi)，放大器開(kāi)環(huán)工作，起到比較器的功能.同時(shí)SW0 斷開(kāi)，密勒補(bǔ)償不再起作用，提高了比較器的響應(yīng)速度.

圖7 數(shù)字型直流偏移消除電路中的主要模塊Fig.7 Key modulesin digital DC offset cancellation

與模擬型直流偏移電路中的檢測(cè)放大器類似，自動(dòng)歸零比較器中的放大器也存在輸入直流偏移，在圖7（a）中等效表示為在放大器負(fù)極輸入端存在一個(gè)直流電壓VOS.記VX點(diǎn)的電壓在相位1 時(shí)為VX1，在相位2 時(shí)為VX2.則相位1 時(shí)，運(yùn)算放大器閉環(huán)工作，得到公式

相位2時(shí)，根據(jù)采樣電容電荷守恒，得到公式

可見(jiàn)，由于在對(duì)IP 和IN 端電壓的兩次采樣中都包含了放大器自身的輸入直流偏移VOS，理論上可以將VOS完全消除，實(shí)現(xiàn)高精度的電壓比較.實(shí)際電路中，自動(dòng)歸零比較器的比較精度可以小于1 mV.

圖7（b）示出了數(shù)字型直流偏移消除電路中的數(shù)模轉(zhuǎn)換器電路.數(shù)模轉(zhuǎn)換器采用8 位差分R-2R架構(gòu)，有利于減小電阻的總面積和簡(jiǎn)化放大器的設(shè)計(jì)［13-15］.數(shù)模轉(zhuǎn)換器的輸出電壓經(jīng)過(guò)輸出電阻RO轉(zhuǎn)化為輸出電流，反饋至放大級(jí)中運(yùn)算放大器的輸入端，以控制放大級(jí)的輸出直流偏移.控制狀態(tài)機(jī)采用傳統(tǒng)的二進(jìn)制搜索算法，逐次逼近到最優(yōu)的輸出控制字.最終的校準(zhǔn)精度由自動(dòng)歸零比較器的比較精度和數(shù)模轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換精度共同決定.

3 I/Q增益失配自動(dòng)校準(zhǔn)

由于接收機(jī)的輸入信號(hào)的功率大小會(huì)受到發(fā)射機(jī)信號(hào)發(fā)射功率變化以及信道環(huán)境變化的影響，因此接收機(jī)需要具有自動(dòng)增益控制機(jī)制，以將圖1 中ADC 的輸入信號(hào)幅度調(diào)整至適合ADC 采樣的范圍.通常，自動(dòng)增益控制算法由數(shù)字基帶電路實(shí)現(xiàn)，不包含于射頻接收機(jī)中.數(shù)字基帶電路根據(jù)ADC 輸出的多位數(shù)字碼計(jì)算出ADC 輸入的模擬信號(hào)的幅度，通過(guò)負(fù)反饋控制系統(tǒng)，調(diào)整可編程增益放大器的增益值，直到ADC 的輸入信號(hào)幅度達(dá)到預(yù)期值.自動(dòng)增益控制要求接收機(jī)的可編程增益放大器具有單調(diào)的增益控制，以形成有效的負(fù)反饋控制系統(tǒng).

在零中頻接收機(jī)中，I 通路和Q 通路的增益失配會(huì)導(dǎo)致I、Q 兩路信號(hào)發(fā)生混疊，造成有效信噪比降低.傳統(tǒng)的增益失配補(bǔ)償方法通常由數(shù)字基帶電路實(shí)現(xiàn)［16-18］.但是，數(shù)字基帶電路只能處理模數(shù)轉(zhuǎn)換器輸出的數(shù)字信號(hào)，計(jì)算精度會(huì)受限于模數(shù)轉(zhuǎn)換器的轉(zhuǎn)換精度.本文提出一種無(wú)需數(shù)字基帶參與的增益失配自動(dòng)校準(zhǔn)方法.圖8（a）示出了該電路的架構(gòu).I通路和Q 通路的可編程增益放大器的輸出通過(guò)一個(gè)電壓幅度檢測(cè)器將放大器輸出的中頻信號(hào)幅度轉(zhuǎn)化為直流電壓.使用圖7（a）所示的自動(dòng)歸零比較器比較I 通路和Q 通路中電壓幅度檢測(cè)器的輸出直流電壓的差值，就可以得到I通路和Q通路的增益差值.

圖8 增益失配自動(dòng)校準(zhǔn)及狀態(tài)控制機(jī)Fig.8 Gain mismatch automatic calibration and control state machine

在傳統(tǒng)電阻反饋放大器中，反饋電阻或輸入電阻通常與控制開(kāi)關(guān)串聯(lián)以實(shí)現(xiàn)增益控制.但是常用的傳輸門開(kāi)關(guān)會(huì)引入隨工藝和溫度變化寄生電阻，進(jìn)而影響增益精細(xì)調(diào)節(jié)的單調(diào)性和準(zhǔn)確度.圖8（b）示出了本文提出的采用電阻分壓陣列實(shí)現(xiàn)的增益精細(xì)調(diào)節(jié)電路，它位于可編程增益放大器的第三級(jí)與第四級(jí)之間和第四級(jí)與第五級(jí)之間，共有5 位數(shù)字控制.其中Rp1～Rp14遠(yuǎn)大于Rs.當(dāng)只有開(kāi)關(guān)SW1 導(dǎo)通時(shí)，輸出差分電壓VOUT為

對(duì)應(yīng)的電壓增益G為

例如，當(dāng)Rs/Rp1=1/126 時(shí)，對(duì)應(yīng)的增益值為約-0.07dB.由于Rp遠(yuǎn)大于與其串聯(lián)的傳輸門開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通電阻，傳輸門開(kāi)關(guān)的導(dǎo)通電阻值及其隨溫度的變化對(duì)增益的影響都可以忽略.設(shè)計(jì)中只要確保Rp14＜Rp13＜…＜Rp1，就可以實(shí)現(xiàn)單調(diào)的增益精細(xì)調(diào)節(jié).可編程增益放大器的I 通路和Q 通路各自具有步長(zhǎng)約為0.07 dB、調(diào)節(jié)范圍約為2 dB 的增益精細(xì)調(diào)節(jié)功能，能夠?qū)⒔邮諜C(jī)的I/Q 通路的增益失配校準(zhǔn)到小于0.1 dB.

圖8（c）示出了控制狀態(tài)機(jī)的流程圖.通過(guò)控制狀態(tài)機(jī)中的二進(jìn)制搜索算法，分別控制I通路和Q 通路的增益精細(xì)調(diào)節(jié)電路，使增益差值達(dá)到最小.校準(zhǔn)時(shí)，可以依次對(duì)I、Q 通路進(jìn)行校準(zhǔn)，直到得到最小增益差值所對(duì)應(yīng)的控制字.將控制字存儲(chǔ)于寄存器中后，可以關(guān)閉校準(zhǔn)電路以節(jié)省功耗.由于中頻信號(hào)是由射頻輸入信號(hào)經(jīng)過(guò)整個(gè)接收機(jī)通路產(chǎn)生，因此可以實(shí)現(xiàn)對(duì)接收機(jī)總增益失配的校準(zhǔn).

4 測(cè)試結(jié)果

圖9 示出了集成直流偏移消除和增益校準(zhǔn)的可編程增益放大器的測(cè)試樣片照片，包含完全相同的I通路和Q 通路電路，以對(duì)稱布局排列，總面積為0.4 mm2.中間部分為I/Q 通路的共用電路，包括電流偏置及控制位譯碼器等電路.

圖9 測(cè)試樣片照片F(xiàn)ig.9 Die micrograph of testing sample

圖10（a）示出了9 塊樣片中僅開(kāi)啟模擬型直流偏移消除電路和開(kāi)啟混合型直流偏移消除電路兩種模式下測(cè)試得到的可編程增益放大器的輸出直流偏移值.可見(jiàn)，僅開(kāi)啟模擬型直流偏移消除電路時(shí)，有些樣片中的輸出直流偏移也可以低至2 mV，個(gè)別樣片可以低至1 mV.這是由于部分樣片中模擬型直流偏移消除3 中的檢測(cè)放大器本身的輸入直流偏移已經(jīng)很小.但是，也有些樣片的輸出直流偏移超過(guò)2 mV，甚至達(dá)到12 mV.這體現(xiàn)出了檢測(cè)放大器的輸入直流偏移值受器件匹配精度影響而出現(xiàn)的隨機(jī)分布特點(diǎn)，與理論分析和仿真結(jié)果一致.在開(kāi)啟混合型直流偏移消除電路，也就是經(jīng)過(guò)數(shù)字校準(zhǔn)后，全部樣片的輸出直流偏移值都不超過(guò)2 mV（其中9 號(hào)樣片為0 mV）.這表明混合型直流偏移電路中的數(shù)字校準(zhǔn)電路達(dá)到了設(shè)計(jì)預(yù)期的性能，進(jìn)一步補(bǔ)償了模擬型直流偏移消除電路引入的殘留直流偏移.輸出信號(hào)線性度是可編程增益放大器的另一個(gè)重要指標(biāo).由于放大器由多級(jí)閉環(huán)放大級(jí)組成，當(dāng)每級(jí)放大級(jí)設(shè)置為最大增益時(shí)，反饋深度最小，所對(duì)應(yīng)的線性度也最差.圖10（b）示出了使用頻譜分析儀測(cè)試得到的最大增益下可編程增益放大器的輸出頻譜，以評(píng)估在最差條件下放大器的線性度.可見(jiàn)當(dāng)輸出頻率為8 MHz，輸出幅度約為4 dBm 時(shí)，最大諧波為三次諧波，其值小于-60 dBm，諧波抑制比超過(guò)64 dB，表明放大器具有良好的線性度.

圖10 輸出直流偏移值及信號(hào)線性度測(cè)試Fig.10 Output DC offset and signal linearity measurement

如第3 節(jié)所述，可編程增益放大器增益控制的單調(diào)性對(duì)接收機(jī)的自動(dòng)增益控制至關(guān)重要.圖11（a）示出了可編程增益放大器的增益控制單調(diào)性測(cè)試.可見(jiàn)，在整個(gè)增益調(diào)節(jié)范圍內(nèi)，增益調(diào)節(jié)步長(zhǎng)在0.7dB 到1.2dB 之間，滿足約1dB 步長(zhǎng)的設(shè)計(jì)要求，并且增益控制具有嚴(yán)格的單調(diào)性.增益步長(zhǎng)的誤差主要來(lái)自每級(jí)放大級(jí)中反饋電阻與輸入電阻之間在制造工藝中的失配以及各放大級(jí)之間的絕對(duì)增益值的失配.圖11（b）示出了可編程增益放大器在不同增益設(shè)置下的增益精細(xì)調(diào)節(jié)測(cè)試.可見(jiàn)，在各種增益下，增益精細(xì)調(diào)節(jié)都可以保證單調(diào)性，自動(dòng)校準(zhǔn)后的輸出I/Q增益失配小于0.1 dB.

圖11 增益測(cè)試Fig.11 Gain measurement

表1 示出了本文提出的混合型直流偏移消除電路與文獻(xiàn)報(bào)道的電路關(guān)鍵參數(shù)性能比較.可見(jiàn)，由于結(jié)合了模擬型和數(shù)字型直流偏移消除技術(shù)的優(yōu)點(diǎn)，混合型直流偏移消除電路能夠同時(shí)實(shí)現(xiàn)最小的直流偏移和最短的響應(yīng)時(shí)間.

表1 關(guān)鍵參數(shù)性能比較Tab.1 Comparison on performance of key parameters

5 結(jié)論

本文提出了一種混合型直流偏移消除電路，該電路結(jié)合了模擬型直流偏移消除電路實(shí)時(shí)補(bǔ)償和數(shù)字型直流偏移消除電路自動(dòng)校準(zhǔn)的優(yōu)勢(shì)，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了精確直流偏移消除和對(duì)輸入直流偏移變化的快速響應(yīng).I/Q 增益失配自動(dòng)校準(zhǔn)電路能夠獨(dú)立工作，無(wú)需數(shù)字基帶參與，只需開(kāi)機(jī)自動(dòng)校準(zhǔn)即可消除I/Q 增益失配.對(duì)多個(gè)樣片的測(cè)試結(jié)果表明，增益放大器的最大輸出直流偏移為2 mV，增益步長(zhǎng)在0.7dB 到1.2 dB 之間，增益調(diào)整具有嚴(yán)格的單調(diào)性.并且放大器的頻率響應(yīng)和輸出信號(hào)線性度都符合設(shè)計(jì)指標(biāo)要求.經(jīng)過(guò)自動(dòng)校準(zhǔn)后的放大器輸出I/Q增益失配小于0.1 dB.與傳統(tǒng)直流偏移消除和I/Q 增益失配校準(zhǔn)電路相比，該電路具有輸出直流偏移小、響應(yīng)時(shí)間短、無(wú)需數(shù)字基帶參與等多項(xiàng)優(yōu)點(diǎn)，可以廣泛應(yīng)用于下一代無(wú)線局域網(wǎng)IEEE 802.11ax-2021 等寬帶通信系統(tǒng)中.