李長生， 董文杰， 曹娟， 朱傳俊， 張合

(1.南京理工大學(xué) 智能彈藥技術(shù)國防重點學(xué)科實驗室， 江蘇 南京 210094；2.南京工業(yè)職業(yè)技術(shù)大學(xué) 機械工程學(xué)院， 江蘇 南京 210023)

0 引言

非線性宇稱時間對稱無線電能傳輸技術(shù)首次報道出現(xiàn)在2017年《Nature》期刊上[1]，具有電路拓撲簡單、魯棒性強的突出優(yōu)勢。該技術(shù)應(yīng)用于引信無線裝定領(lǐng)域，可以克服目前普遍使用的電磁感應(yīng)和傳統(tǒng)磁共振方式傳輸距離近、魯棒性差的缺陷，提高無線裝定系統(tǒng)靈活性和適用范圍[2-4]。文獻[2]論證了該裝定方案的可行性，并研究了收發(fā)端變間隙下系統(tǒng)功率和效率的傳輸特性。但是，除實現(xiàn)對引信裝定接收電路無線供能外，還必須解決裝定器與引信間的信息雙向傳輸問題。

電磁感應(yīng)和傳統(tǒng)磁共振無線電能傳輸原理提出較早，信息正向加載及反向傳輸方法研究較為深入，已在引信裝定、工業(yè)生產(chǎn)、消費類電子、醫(yī)療診察等領(lǐng)域得到應(yīng)用，彰顯出旺盛的生命力。分離的收發(fā)端間信息雙向傳輸最簡單的解決方案是借用成熟無線通信方式，如藍牙、射頻通信等，也可額外增加一對線圈專門用于信息傳輸[5]，但這樣顯然增加了系統(tǒng)復(fù)雜度和體積。通過適當(dāng)調(diào)制手段將信息加載到能量載波中，可實現(xiàn)單一通道下的能量與信息同步傳輸。眾多學(xué)者探討了傳統(tǒng)調(diào)制方法在無線電能傳輸系統(tǒng)中的應(yīng)用，包括幅度移位鍵控[6]、頻率移位鍵控[7]、相位移位鍵控[8]。其中歸零調(diào)制法是目前最常用和方便的調(diào)制方式，通過控制發(fā)送線圈上能量載波的有無來區(qū)分0或1，實質(zhì)上是幅度移位鍵控中的一種通斷鍵控(OOK)調(diào)制法[9-10]，但傳輸信息0時無法同時發(fā)送能量，降低了能量傳輸效率，且線圈端電壓存在反復(fù)起振和停振過程，限制了信息傳輸速率的進一步提高。除上述傳統(tǒng)調(diào)制方法外，學(xué)者們?yōu)樘岣邤?shù)據(jù)傳輸速率或降低信息加載對能量傳輸?shù)挠绊?，探討了其他信息加載方法。其中，高頻載波信息加載法[11-12]首先將需要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)調(diào)制到高頻載波，然后疊加到低頻能量信號，接收端利用濾波器可將信息從能量信號中提取出來，該方法中低頻能量信號對高頻信息載波的干擾，是需要考慮和解決的問題。文獻[13]提出了諧波通信法，波形的基波分量用于傳輸能量，而高次諧波用于傳遞信息，具有可同時傳遞信息和能量的優(yōu)點，但同時面臨開關(guān)頻率變化、諧波成分豐富的挑戰(zhàn)。能量/信息頻分復(fù)用法通過對傳輸過程電路拓撲的調(diào)整改變，使系統(tǒng)具有2個不同的諧振頻率點，能量和信息傳輸分別工作在不同的諧振頻率處[14-15]，該方法也可實現(xiàn)信息的反向傳輸，但存在拓撲結(jié)構(gòu)復(fù)雜、不同頻率載波串?dāng)_的問題。從接收端至發(fā)送端的信息反向傳輸方法比較單一，主要采用負載調(diào)制法，即通過對接收端用電負載并聯(lián)阻抗或短路來改變系統(tǒng)等效負載，從而引起發(fā)送線圈端電壓或電流幅值變化，發(fā)送端通過檢測該電壓或電流幅值的變化識別出反饋信息[10，16-17]。但是，采用負載調(diào)制法進行信息反饋時，用電負載被并聯(lián)支路或短路，降低了負載電能接收總量。以上各種方法都是針對電磁感應(yīng)和傳統(tǒng)磁共振原理提出的。

因非線性宇稱時間對稱無線電能傳輸技術(shù)近年才出現(xiàn)，相關(guān)研究主要集中在理論建模、能量傳輸特性分析、傳輸效率優(yōu)化提高等方面。文獻[1，18]基于耦合模理論建立傳輸系統(tǒng)模型，得到傳輸效率的解析表達式。RADI等[19]和Liu等[20]利用金屬板電場耦合代替文獻[1]中的線圈磁場耦合，拓寬了非線性宇稱時間對稱無線電能傳輸?shù)膶崿F(xiàn)方式。Assawaworrarit等[21]和Zhou等[18]各自對電路拓撲進行了優(yōu)化改進，采用半橋逆變器代替運放作為能量發(fā)送端驅(qū)動器，并通過提取回路電流信號作為逆變器開關(guān)控制信號，構(gòu)成非線性宇稱時間對稱電路拓撲，提高了能量傳輸總體效率。董文杰等[2]和Li等[22]基于互感耦合理論建立了收發(fā)端參數(shù)對稱及非對稱條件下的傳輸系統(tǒng)電路模型，分析了參數(shù)對能量傳輸特性影響規(guī)律，Dong等[23]提出了一種新型的電流型非線性宇稱時間對稱電路拓撲。目前，尚未見能量傳輸通道中信息雙向傳輸方法的文獻報道。

非線性宇稱時間對稱無線電能傳輸原理具有強魯棒性的特點，工作頻率可根據(jù)參數(shù)變動自適應(yīng)跟蹤調(diào)整，因此信息的加載和反向傳輸較電磁感應(yīng)和傳統(tǒng)磁共振具有自身特殊性。信息正向傳輸雖然采用現(xiàn)有OOK調(diào)制技術(shù)也可實現(xiàn)，但如前所述，該調(diào)制方式會對能量傳輸產(chǎn)生負面影響。另外，信息反向傳輸不適用負載調(diào)制方法，特別在強耦合區(qū)，因系統(tǒng)的工作頻率可自適應(yīng)跟蹤調(diào)整，負載調(diào)制技術(shù)不能引起發(fā)送端電壓或電流的變化。

本文首先建立傳輸系統(tǒng)微分方程，推導(dǎo)收發(fā)端回路中電壓和電流的瞬態(tài)響應(yīng)表達式。研究單一通道下兼顧能量高效傳輸和信息快速可靠傳輸?shù)男畔⑼郊虞d方法，減小信息加載對能量傳輸產(chǎn)生的負面影響。然后探討工作頻率自適應(yīng)跟蹤下的信息反向傳輸方法。最后通過實驗驗證本文信息雙向傳輸方案的可行性。

1 裝定系統(tǒng)瞬態(tài)響應(yīng)模型

1.1 理論建模

基于非線性宇稱時間對稱無線電能傳輸原理的引信無線裝定系統(tǒng)如圖1所示[2]。圖1中：R1與運算放大器A構(gòu)成負電阻，用于將裝定器電源提供的直流電轉(zhuǎn)化為交流電，為耦合系統(tǒng)供電；L1、L2分別為發(fā)送線圈和接收線圈的自感；M為兩線圈間互感；C1和C2分別為發(fā)送端與接收端的匹配電容，用來設(shè)定發(fā)送與接收回路的固有諧振頻率；RF為運算放大器的反饋電阻，RG為運算放大器的增益電阻，通過調(diào)整RF與RG的值可以設(shè)置運算放大器線性區(qū)的電壓放大倍數(shù)；R2為接收端的負載等效電阻；V1和V2分別為發(fā)送端與接收端的線圈兩端電壓；I1和I2分別為發(fā)送端與接收端線圈中流過的電流；Vo為運算放大器的輸出電壓。

圖1 引信無線裝定系統(tǒng)原理圖Fig.1 Schematic diagram of fuze wireless setting system

基于互感耦合理論[2-3]，由基爾霍夫電壓及電流定律可得

(1)

記V1=x1，V2=x2，I1=x3，I2=x4，則由(1)式可得

(2)

式中：ρ1=1/C1；ρ2=1/C2；ξ1=1/R1；ξ2=1/R2；σ1=1/(L1(1-κ2))，κ為發(fā)送和接收線圈之間的耦合系數(shù)；

(3)

運算放大器的理想飽和非線性如圖2(a)所示[24]。圖2(a)中，kop為運算放大器在線性區(qū)的電壓放大倍數(shù)，kop=(RG+RF)/RG；[-a，a]為運算放大器的線性區(qū)域，a為飽和度；Vi為運算放大器的輸入電壓。由圖2(a)可知，線性區(qū)和飽和區(qū)存在非線性過渡，這對系統(tǒng)時域響應(yīng)分析十分不利，會大大增加數(shù)值計算耗時。因此，為提高數(shù)值計算精度、降低計算難度，需要采用更加平滑的飽和非線性來對運算放大器的飽和特性曲線進行建模，如圖2(b)所示。

圖2 運算放大器的飽和非線性示意圖Fig.2 Saturation nonlinear diagram of operational amplifier

(4)

進一步可得

(5)

Vi=bb代入二次函數(shù)中，可得到完全飽和區(qū)域的輸出值dop，

(6)

(7)

結(jié)合(2)式和(7)式，采用龍格- 庫塔法對V1、V2、I1、I2進行數(shù)值求解，便可獲得收發(fā)端回路中電流和電壓波形的時域數(shù)值解。

1.2 仿真驗證

本文如無特殊說明，所有仿真計算和實驗測試均基于表1參數(shù)進行。其中：收發(fā)端線圈均采用直徑1 mm的銅漆包線各匝并排密繞而成，匝數(shù)為7匝，線圈直徑90 mm；該傳輸參數(shù)下，臨界耦合系數(shù)κc=0.019，對應(yīng)收發(fā)端距離約107 mm.當(dāng)κ>κc時，為強耦合區(qū)，系統(tǒng)存在2個諧振頻率；當(dāng)κ≤κc時，系統(tǒng)僅存在1個諧振頻率[2]。表1參數(shù)代入(7)式，求解出V1和V2的波形如圖3所示。從圖3中可以看出，系統(tǒng)上電后發(fā)送端快速起振，待系統(tǒng)穩(wěn)定后V1和V2的幅值基本相同，與文獻[1]所描述的一致。接收端起振至穩(wěn)定運行需經(jīng)歷一定時間的振蕩調(diào)整，主要因為接收端是從發(fā)送端電磁耦合拾取的電能，為受迫振蕩。穩(wěn)定運行后，收發(fā)端電壓幅值均不再發(fā)生變化。理論計算值與PSpice軟件仿真值十分吻合，證明了理論模型的正確性。

表1 傳輸系統(tǒng)參數(shù)Tab.1 Transmission system parameters

圖3 收發(fā)端回路電壓波形時域仿真對比Fig.3 Simulation comparison of voltage waveforms of transceiver circuit in time domain

2 信息正向傳輸

2.1 基于非歸零調(diào)幅的信息正向傳輸加載方法

信息正向傳輸階段(裝定器至引信裝定接收電路)，通過改變發(fā)送線圈端電壓幅值，從而影響接收線圈端電壓幅值的變化，以實現(xiàn)能量波形中的信息加載，是可行方案。傳統(tǒng)OOK調(diào)制方法屬于一種歸零調(diào)制法，即發(fā)送信息“0”時，線圈端電壓為0 V，無法傳遞能量，且信息“0”與“1”間變換時回路存在起振和停振過程，限制了信息傳輸速率的提高，如圖4(a)所示。采用非歸零調(diào)幅信息加載方法，如圖4(b)所示，發(fā)送信息“0”時，不再要求線圈端電壓降至0 V，而是低于信息“1”一定幅值即可。該方式與傳統(tǒng)OOK調(diào)制方法相比，能量傳輸是連續(xù)的，單位時間內(nèi)可以傳輸更多電能，平均傳輸功率得以提高。另一方面，非歸零調(diào)幅加載方法由于收發(fā)端一直處于諧振狀態(tài)，信息加載只是線圈端電壓幅值的改變，回路不需要反復(fù)起振、停振，傳輸速率得以提高。工程應(yīng)用中，可以通過改變運放供電電壓的方式方便實現(xiàn)非歸零調(diào)幅信息加載。例如，傳輸信息“1”時采用V1i電源供電，傳輸信息“0”時采用V2i電源供電，二者切換采用電子開關(guān)快速完成。圖4中，Vm、Im分別為線圈端電壓、電流幅值，V0m、V1m分別為傳輸信息“0”、“1”時線圈端電壓幅值。

圖4 信息正向加載示意圖Fig.4 Schematic diagram of information forward loading

信息正向傳輸時，數(shù)據(jù)“1”和“0”的發(fā)送概率均為50%. OOK調(diào)制方式，在不考慮回路起振和停振情況下，信息傳輸段相對純電能傳輸時平均傳輸功率下降50%. 本文提出的非歸零調(diào)幅加載方式，假設(shè)發(fā)送信息“0”時幅值為“1”時的a% (V0m/V1m=a%)，則信息傳輸段相對純電能傳輸時，平均功率下降(50-0.5a)%. 通過提高數(shù)據(jù)“0”時電平幅值，可進一步降低信息加載對能量傳輸?shù)呢撁嬗绊?。文獻[2，22-23]已對系統(tǒng)傳輸功率、效率、參數(shù)變動影響規(guī)律進行了詳細討論，本文只討論信息加載過程對能量傳輸?shù)南鄬τ绊懀辉偬接懖煌瑐鬏旊A段或傳輸條件下的具體功率和效率數(shù)值。

2.2 數(shù)值仿真分析

定義非歸零調(diào)幅的兩種狀態(tài)：傳遞“1”時，電源供電電壓V1i=±15 V；傳遞“0”時，電源供電電壓V2i=±5 V，兩電源切換頻率20 kHz. 根據(jù)本文理論模型，數(shù)值求解后的V1和V2波形如圖5所示。從圖5中可以看出：發(fā)送線圈兩端電壓V1的幅值隨著供電電源電壓的變化而變化，而且切換過程幾乎不影響系統(tǒng)的諧振；接收線圈兩端電壓V2幅值隨著V1幅值的變化同步改變，但是由于V2是由V1感應(yīng)而來的，幅值切換瞬間存在短暫振蕩調(diào)整過程，特別是系統(tǒng)上電的初始啟動段，起振調(diào)整明顯，后續(xù)狀態(tài)基本保持穩(wěn)定；V2的波形變化明顯，能夠區(qū)分出“1”和“0”兩種狀態(tài)，通過包絡(luò)檢波電路可以實現(xiàn)正向信息傳輸?shù)慕庹{(diào)。

圖5 信息正向傳輸數(shù)值仿真波形Fig.5 Numerically simulated waveform of forward information transmission

3 信息反向傳輸方法

3.1 基于失諧調(diào)頻的信息反向傳輸方法

如引言部分所述，因非線性宇稱時間對稱系統(tǒng)的頻率自適應(yīng)跟蹤調(diào)整特性，不適合采用電磁感應(yīng)和傳統(tǒng)磁共振方式中的負載調(diào)制實現(xiàn)信息反饋。針對該原理傳輸系統(tǒng)，文獻[24]提出一種通過調(diào)整接收端諧振電容值，造成接收端失諧，從而實現(xiàn)系統(tǒng)諧振頻率選擇和控制的方法。但是該方法在工程實現(xiàn)時，調(diào)整電路必然存在一個常閉開關(guān)，增加了接收端電能消耗。針對以上問題，本文提出圖6所示的調(diào)控方式。圖6中，L2和C2使得接收回路固有諧振頻率與發(fā)送端一致，正常工作狀態(tài)下開關(guān)S1和S2均處于常開狀態(tài)，只在需要信息反饋時才短暫閉合，f10和f20分別為強耦合區(qū)的高頻、低頻諧振頻率分支點，f3為低頻失諧點，f4為高頻失諧點。

圖6 基于接收端失諧的諧振頻率調(diào)控方法Fig.6 Resonant frequency control method based on the receiver detuning

以κ=0.163時的頻率調(diào)控為例，失諧調(diào)頻原理如圖6(b)所示，失諧方法可通過增大C或減小L的等效值實現(xiàn)。收發(fā)端匹配的傳輸系統(tǒng)啟動時，會運行在f10或f20中的一個諧振頻率點處，并具有一定隨機性，不可控。假設(shè)系統(tǒng)啟動時運行在f20處，頻率跳躍遵循最短路徑原則[24]。某時刻，將開關(guān)S1閉合、S2斷開，C21接入回路，系統(tǒng)失諧運行于f3處。然后斷開S1，因頻率選擇具有惰性，遵循最短路徑原則，系統(tǒng)不會回到原f20處，而會就近選擇運行于f10處，從而實現(xiàn)了從諧振頻率f20至f10的跳躍。若初始狀態(tài)系統(tǒng)運行在f10處，則某時刻，開關(guān)S1閉合，系統(tǒng)同樣失諧運行于f3處。斷開S1后，就近沿高頻諧振分支回復(fù)到f10處運行，而不會跳躍到較遠距離處的f20處。

接下來分析開關(guān)S2的作用。同樣，首先假設(shè)系統(tǒng)啟動時運行在f20處。某時刻，將開關(guān)S1斷開、S2閉合，L21接入回路，系統(tǒng)將失諧運行于f4處，然后斷開S2，因頻率選擇具有惰性，遵循最短路徑原則，諧振頻率沿原路徑回復(fù)到f20處。若初始狀態(tài)系統(tǒng)運行在f10處，則開關(guān)S2閉合，系統(tǒng)失諧運行于f4處，斷開S2后，選擇最近的諧振頻率f20處運行，而不會回復(fù)到遠距離的f10處，從而實現(xiàn)了從諧振頻率f10至f20的跳躍。通過以上分析發(fā)現(xiàn)：開關(guān)S1閉合后再斷開，就能誘導(dǎo)系統(tǒng)選擇高頻諧振分支；開關(guān)S2閉合后再斷開，就能誘導(dǎo)系統(tǒng)選擇低頻諧振分支。

因此，可以利用圖6(a)失諧調(diào)控電路，依據(jù)圖6(b)頻率選擇原理，通過接收端控制開關(guān)S1、S2的閉合或斷開，控制系統(tǒng)在指定頻率分支上運行。發(fā)送端通過檢測發(fā)送回路頻率變化，獲取接收端反饋信息。理論上，諧振頻率可在很短的失諧時間內(nèi)完成跳躍，便于反饋信息的快速傳輸。接收端信息反饋過程中，除去短暫的失諧誘導(dǎo)過程，收發(fā)端始終處于諧振狀態(tài)，有效減小了信息反饋過程對能量傳輸?shù)呢撁嬗绊?。因這種失諧反饋方法系統(tǒng)工作頻率需要在2個諧振頻率分支上跳躍，故只適用于κ>κc的強耦合區(qū)。實際上κ<κc的松耦合區(qū)因傳輸效率顯著下降且衰減迅速，可用范圍及場合較少。

反饋信息中，數(shù)據(jù)“1”和“0”出現(xiàn)的概率均為50%.傳統(tǒng)信息反饋負載調(diào)制方式，不論是對用電負載并聯(lián)阻抗還是直接短路，開關(guān)閉合期間，用電負載都幾乎接收不到電能；信息反饋階段，接收端接收到的電能較純電能傳輸階段下降50%.本文提出的失諧調(diào)頻信息反饋方法，假設(shè)每位數(shù)據(jù)傳輸時間為t1，圖6(a)中開關(guān)S1或S2的閉合時間為t2，閉合時系統(tǒng)嚴重失諧，接收的能量較少，近似為0 V.因此，該調(diào)制方法信息反饋階段，將造成系統(tǒng)傳輸功率下降(50×t2/t1)%.通過減少開關(guān)S1和S2的閉合時間t2，可降低信息反饋對能量傳輸?shù)挠绊憽?/p>

3.2 數(shù)值仿真分析

為滿足3.1節(jié)頻率跳躍條件，圖6(a)中C21取值6.43 nF，L21取值3.04 μH，具體控制時序如圖7所示。起振階段，系統(tǒng)工作在哪一頻率分支是未知的，某一時刻，閉合開關(guān)S1，將接收端回路電容調(diào)整為9.22 nF，3 μs后斷開開關(guān)S1，諧振電容切換回2.80 nF，根據(jù)3.1節(jié)分析結(jié)論可知，系統(tǒng)將會選擇高頻分支運行。同理，將開關(guān)S2閉合，接收端線圈等效電感調(diào)整為2.28 μH，3 μs后斷開開關(guān)S2，線圈電感值切換回9.07 μH，系統(tǒng)將會選擇低頻分支運行。圖7(b)和圖7(c)為數(shù)值仿真波形。從圖7中可以看出，系統(tǒng)上電后選擇了低頻分支，這是無法控制的。按圖7(a)時序?qū)邮斩说刃щ姼泻碗娙葜颠M行調(diào)整后，系統(tǒng)分別選擇了低頻和高頻分支，與理論分析結(jié)論一致。接收端電感和電容切換瞬間，與信息正向傳輸時類似，接收端感應(yīng)電壓幅值有明顯振蕩過程，主要是傳輸參數(shù)突變，接收端需要振蕩調(diào)整后恢復(fù)穩(wěn)定狀態(tài)。不論系統(tǒng)運行于高頻或低頻諧振分支，穩(wěn)定后的收發(fā)端波形幅值近似相同。因此，通過調(diào)整接收端回路中等效電抗值，控制系統(tǒng)工作頻率，再通過提取發(fā)送端回路工作頻率的方法，可實現(xiàn)信息的反向傳輸。

圖7 基于失諧調(diào)頻的信息反向傳輸仿真Fig.7 Simulated waveforms of information reverse transmission based on detuning frequency modulation

4 原理樣機實驗驗證

為檢驗上述信息雙向傳輸方案的可行性，設(shè)計了圖8所示的原理樣機驗證實驗。發(fā)送端運放采用±15 V和±5 V的雙電源供電。信息正向傳輸時，由信息編碼信號VS控制電子開關(guān)，完成電源電壓的選擇切換，該過程中接收端開關(guān)S1和S2均斷開。信息反向傳輸時，利用反饋信息編碼控制電容C21和電感L21的接入和移除，該過程中發(fā)送端采用±15 V電源電壓工作。信息正向傳輸和反向傳輸分時進行，屬半雙工通信。實驗中，收發(fā)端距離30 mm，信息正向傳輸時采用周期50 μs的方波控制電源電壓切換；反向傳輸時，采用兩個周期156 μs、高電平脈寬3 μs的脈沖信號VS1、VS2分別控制開關(guān)S1和S2的通斷，兩脈沖波的高電平上升沿時間差為75 μs.

圖8 信息雙向傳輸驗證實驗Fig.8 Dual-directional information transmission verification experiment

圖9所示為信息雙向傳輸測試波形。由圖9(a)～圖9(c)信息正向傳輸測試波形可以看出，收發(fā)端線圈端電壓波形同步變化，發(fā)送線圈電壓V1只在幅值切換處略有擾動，系統(tǒng)的諧振頻率保持不變；接收線圈電壓V2在幅值切換過程存在短暫超調(diào)和調(diào)整過渡過程。對比圖9(a)～圖9(c)和圖5仿真波形，可以看出理論計算波形與實驗測試波形十分吻合，再次證明了本文理論模型的正確性。由圖9(d)～圖9(g)信息反向傳輸測試波形可以看出，穩(wěn)態(tài)運行期間，收發(fā)端幅值近似相同，除失諧調(diào)制瞬間外，高低頻率分支下的幅值近似相同。發(fā)送端工作頻率受接收端控制，在0.94 MHz(理論值為0.93 MHz)和1.10 MHz(理論值為1.09 MHz)二者間來回切換。頻率跳躍規(guī)律與理論分析結(jié)果相同，即電容C21接入回路后再移除，系統(tǒng)選擇高頻諧振分支運行；電感L21接入回路后再移除，系統(tǒng)選擇低頻諧振分支運行。失諧電容C21和失諧電感L21接入回路3 μs后移除，即可成功誘導(dǎo)至相應(yīng)頻率分支運行，表明頻率跳躍速度十分迅速，對提高信息反向傳輸速率十分有利。開關(guān)控制信號VS1和VS2為高電平時，接收端波形迅速失諧，低于穩(wěn)態(tài)運行幅值，發(fā)送端則會有約3 μs的延時后再發(fā)生失諧和頻率跳躍。這是因為與信息正向傳輸相比，反向傳輸階段是由接收端誘導(dǎo)發(fā)送端產(chǎn)生狀態(tài)變化，二者電磁耦合同樣需要振蕩調(diào)整時間。實驗中，信息正向傳輸速率20 kbit/s，是文獻[25]中OOK調(diào)制傳輸速率的2倍；反饋信息傳輸速率12.8 kbit/s. 因正向傳輸時數(shù)據(jù)“0”能量幅值降低及反向傳輸時的失諧調(diào)頻作用，傳輸功率較純電能供給階段分別降低了33.33%和1.92%，但相對傳統(tǒng)OOK調(diào)制和負載調(diào)制方式，分別提高了16.67%和48.08%. 信息正向和反向傳輸時的解調(diào)，可分別采用常規(guī)包絡(luò)檢波和鑒頻解調(diào)法，不再贅述。

圖9 實驗測試結(jié)果Fig.9 Experimental test results

在完成上述信息雙向傳輸方案驗證實驗后，進行裝定正確率測試實驗。信息正向傳輸測試時，利用計算機向裝定器發(fā)送2字節(jié)裝定信息，引信裝定接收模塊將接收到的信息經(jīng)解調(diào)、譯碼后上傳至計算機，通過對比發(fā)送和接收內(nèi)容，判斷傳輸結(jié)果。信息反向傳輸測試時，裝定器向引信裝定接收模塊持續(xù)供能，計算機向接收模塊發(fā)送2字節(jié)反饋信息，裝定器解調(diào)、譯碼后將其發(fā)送給計算機，同樣通過對比發(fā)送和接收內(nèi)容判斷傳輸正確性。測試中，統(tǒng)計100次傳輸結(jié)果，并改變收發(fā)端線圈距離，得到不同傳輸距離下的信息傳輸正確率。測試結(jié)果如表2所示。

表2 信息傳輸正確率測試結(jié)果

由表2實驗測試結(jié)果可知：30 mm和55 mm處的強耦合區(qū)，正向和反向信息傳輸正確率穩(wěn)定在100%；基于非歸零調(diào)幅的正向信息加載方法在松耦合區(qū)仍然適用，130 mm時系統(tǒng)的傳輸正確率依然達到100%. 但隨著距離的進一步增大，系統(tǒng)的正向傳輸正確率開始下降，主要因為收發(fā)端耦合系數(shù)變小，接收端感應(yīng)電壓幅值降低，影響信息正確識別；因系統(tǒng)在松耦合區(qū)高低諧振頻率分支匯聚為一個頻率分支，不存在諧振頻率分岔現(xiàn)象，接收端失諧也就無法使發(fā)送端工作頻率發(fā)生改變，因此不能實現(xiàn)信息反向傳輸，與理論分析結(jié)論一致。

5 結(jié)論

針對基于非線性宇稱時間對稱原理的引信無線裝定系統(tǒng)信息雙向傳輸方法開展研究，本文建立了裝定系統(tǒng)能量傳輸微分方程，推導(dǎo)出運算放大器平滑的飽和非線性特征曲線的數(shù)學(xué)模型，求解出收發(fā)端回路電壓和電流的時域瞬態(tài)響應(yīng)數(shù)學(xué)表達式。根據(jù)穩(wěn)態(tài)振幅特性提出一種非歸零調(diào)幅的信息正向傳輸方法，通過調(diào)整發(fā)送端供電電壓以改變耦合線圈端電壓穩(wěn)態(tài)振幅，而不影響系統(tǒng)工作頻率，減小了調(diào)制過程中的起振和停振時間，從而提高信息的傳輸速率，同時實現(xiàn)信息加載過程中的能量不間斷傳輸。根據(jù)諧振頻率調(diào)控機理，提出一種失諧調(diào)頻的信息反向傳輸方法，不論傳輸信號“0”還是“1”，系統(tǒng)都處于諧振狀態(tài)，失諧只發(fā)生在兩種信號切換的瞬間，失諧時間短，能量損失小，進一步保證了接收端能量的接收?；诒疚睦碚撛O(shè)計的引信無線裝定原理樣機，信息的正向傳輸速率為20 kbit/s，反向傳輸速率12.8 kbit/s，該速率并不是傳輸能力的上限，還可進一步提高，且文中所提信息雙向傳輸方法降低了能量傳輸通道中信息加載對能量傳輸性能的影響。

本文僅是對信息雙向傳輸方法進行了原理樣機驗證實驗，后續(xù)工程推廣應(yīng)用中還需解決裝定系統(tǒng)電磁兼容性、平臺適配性、裝定速度等方面問題。此外，合理選擇正向傳輸時信息調(diào)制深度，實現(xiàn)能量高效傳輸和信息可靠傳輸間的匹配，探尋松耦合區(qū)信息反向傳輸方法，也是下一步需要解決的問題。