沈 旭賀 健

（1.常州國光數(shù)據(jù)通信有限公司 常州 213000）（2.海軍湛江通信雷達聲納修理廠 湛江 524000）

1 引言

隨著現(xiàn)代無線通信技術的不斷發(fā)展，部隊裝備的通信手段多種多樣如衛(wèi)星電話，調(diào)幅話，超短波通話以及各類抗干擾數(shù)據(jù)報等。其中不乏速度快、可靠性高、使用方便的現(xiàn)代化通信體制，而短波莫爾斯報作為基本的短波通信方式，具有超視距傳輸、設備簡便、保密性強的優(yōu)勢，一直以來是部隊無線通信的重要手段之一［1］。

短波莫爾斯報通過等幅電報（CW）信號進行傳輸，通信雙方需要報務員人工進行電報的拍發(fā)和收聽抄報等操作，這對報務員的經(jīng)驗、反應能力和精力都提出了較高的要求，尤其在現(xiàn)代電磁環(huán)境復雜、部隊作戰(zhàn)距離遠、戰(zhàn)場局勢變化快等不利條件下，人工操作的方式已經(jīng)不能滿足實際業(yè)務需求。因此設計自動發(fā)報收報模塊具有良好的實用價值，符合部隊通信發(fā)展的實際需求。

多年來，國內(nèi)外對于莫爾斯電報自動譯碼做了多方面的研究，致力于電報信號提取和譯碼識別，其中電報信號提取較為主流的方法有包絡檢波、頻譜方差、自適應濾波以及小波變換等［2］，本文在參考現(xiàn)有主流算法的基礎上，設計了一種以DSP為基本硬件平臺的莫爾斯電報自動發(fā)報收報模塊，并提出了一種基于希爾伯特變換瞬時相位分析法，可以在白噪聲、頻偏以及多徑噪聲等干擾下有效地識別電報信號。

2 硬件平臺

由于數(shù)字信號處理芯片（DSP）的功能性能隨著現(xiàn)代電子技術的發(fā)展不斷完善和提升，為實現(xiàn)各種復雜算法提供了良好的硬件平臺，由此誕生了以軟件算法取代原始的模擬電路實現(xiàn)的信號處理功能的軟件無線電思想，并且是今后無線通信領域的發(fā)展趨勢。

本文設計的自動發(fā)報收報模塊采用了軟件無線電的設計思想，以DSP+音頻采樣芯片這一信號處理基本架構作為模塊的硬件架構，選用TI的浮點運算處理芯片（DSP）TMS320C6748作為核心處理器，TLV320AIC23作為模擬音頻信號采樣芯片，S29GL016作為程序存儲FLASH，結(jié)構如圖1所示。

圖1 模塊硬件結(jié)構

3 譯碼輸出

按照莫爾斯電報碼本“點”，“字空”，“劃”，“組空”，“長空”的時間比例為1：1：3：3：5特點，以“點”或“字空”的持續(xù)時間T作為一個基礎周期，“點”作為1，“字空”作為0，將按時間長度區(qū)分的莫爾斯電報碼本信息轉(zhuǎn)義為二進制碼本，如表1所示。

表1

模塊將收到的電報報文轉(zhuǎn)義為二進制碼本序列，采用鍵控調(diào)制方式（OOK）發(fā)送載波，載波生成函數(shù)可表示為

其中FS為信號采樣率，f為載波信號的頻率，A為數(shù)字化幅度，S（n）為輸出信號數(shù)據(jù)（音頻16bit數(shù)據(jù)），g（N）為碼本數(shù)列，以時間T作為碼本數(shù)列的取值周期。式（1）可實現(xiàn)莫爾斯電報音頻信號的碼速，幅度，頻率等特征的控制。以輸出“_.__._ ”為例，并且 FS=9600Hz，f=1200Hz，A=20000，其二進制序列為1110101110111010111000，當碼速為每分鐘約80碼時，T=65ms，效果如圖2。

圖2 譯碼輸出電報信號

4 信號檢測識別

由式（1）產(chǎn)生的電報信號具有以下典型特征：

1）信號短時連續(xù)，即在“點”或“劃”持續(xù)時間內(nèi)為連續(xù)余弦信號，但在信號持續(xù)長時間內(nèi)不連續(xù)。

2）信號持續(xù)時間內(nèi)，信號能量較為集中，帶寬窄，在通常為數(shù)十赫茲。

3）信號幅值不恒定。在短波傳輸過程中，信號受到多徑噪聲、白噪聲、頻移等多種噪聲干擾，原始信號被污染，“點”和“空”區(qū)分不明顯。

基于這些電報信號特征，模塊采用頻域和相位分析法提取電報信號，實現(xiàn)“點”“劃”判斷。首先對信號進行FFT變換，計算信噪比，鎖定信號中心頻率，進行帶通濾波和Hilbert變換，計算信號相位差數(shù)據(jù)，根據(jù)信噪比和相位差數(shù)據(jù)提取電報信號，如圖3所示。

圖3 信號檢測流程圖

4.1 信噪比計算

在電報信號有效時間內(nèi)，其采樣結(jié)果函數(shù)可表達為

式（2）中Fs為模塊采用的采樣率，M為每次計算所采用的數(shù)據(jù)點數(shù)，對式（2）進行離散傅里葉變換（FFT）：

式（3）中N為FFT變換點長，對式（3）的變換結(jié)果進行信號功率、噪聲功率以及信噪比計算：

式（4）中為f0電報信號頻率，Py為信號功率，Pn為噪聲功率，SNR為信噪比。在式（2）、（3）、（4）的信噪比計算過程中，計算所取采樣點數(shù)M影響SNR結(jié)果的實時性，F(xiàn)FT變換點長N影響FFT變換的頻率分辨率、SNR的準確性以及計算的復雜程度。在綜合考慮模塊采樣率、模塊計算能力、信號頻率、電報碼速等因素的前提下，本模塊的采樣率為9600Hz，計算信噪比所取采樣點數(shù)為48，F(xiàn)FT變換點長為512，因此FFT的頻率分辨率為18.75Hz，信噪比的時域分辨率為5ms，可以有效地分辨較快碼速（≈200字碼/分鐘）的“點”、“劃”和“空”的信息。

4.2 瞬時相位計算

信號瞬時相位采用基于Hilbert變換的方法進行計算，在實際工程應用中通常采用濾波器和FFT變換這兩種方法實現(xiàn)。濾波器法計算簡單，計算耗時少，常用于信號解調(diào)算法，但經(jīng)過濾波器后信號的幅值改變，不利于提取信號的瞬時相位，因此本模塊采用傅里葉變換法進行Hilbert變換：

經(jīng)式（5）的變換，模塊采樣數(shù)據(jù) x（k）經(jīng)過希Hilbert變換之后變?yōu)閺蛿?shù)數(shù)據(jù)，以實數(shù)部分作為橫軸坐標，虛數(shù)部分作為縱軸坐標，計算瞬時相位，如式（6）：

由式（1）、（2）所表示的電報信號在信號存在時（“點”和“劃”），其瞬時相位在相鄰的采樣點之間存在很好的連續(xù)性，其相位差由信號頻率和采樣率決定。在實際工程中，不同的用戶可能會采用不同的頻率發(fā)送電報信號，采樣點間的相位差會隨信號頻率改變，但在一定時間內(nèi)（同一篇報文）其瞬時相位差值穩(wěn)定。因此采用計算相位差數(shù)據(jù)的譜方差進行信號的識別的方式具有良好的適應性，如式（7）

與式（4）的信噪比計算類似，式（7）中計算譜方差所取采樣點數(shù)N同樣影響譜方差計算的實時性，應與計算信噪比所取采樣點數(shù)相同，以便識別。

圖4顯示的是通過式（4）和式（7）的算法對200碼速的莫爾斯碼電報信號檢測的結(jié)果，其中（a）顯示的是電報信號采樣結(jié)果，采樣率為9600Hz，在電報信號有效時（“點”或“劃”），信號幅度較大，（b）中對應位置信噪比較高，（c）中對應位置的方差數(shù)值較小。對圖4（b）、（c）進行分析，信號有效時間為80ms，25ms，80ms，75ms，25ms，80ms，根據(jù)莫爾斯電報的點劃比例關系，并且識別為“_.__._”。

圖4 信號檢測識別效果圖

5 實驗結(jié)果分析

圖5 多種干擾下的信號檢測

莫爾斯電報采用等幅報（CW）通過短波進行傳輸，在實際無線信道實驗中會受到白噪聲、多徑衰減、頻偏等多種干擾。如圖5所示，在500ms～1000ms時間段，信號幅度和信噪比存在明顯的衰減，但相位差方差譜的數(shù)據(jù)可以進行很好的彌補，利用信噪比和相位差數(shù)據(jù)綜合比較判斷，提高了電報信號的識別度。

6 結(jié)語

本文結(jié)合信號檢測中常用的頻域、時域、相位等分析方法，通過提取信號的信噪比和相位差數(shù)據(jù)實現(xiàn)莫爾斯碼電報信號的檢測，能夠很好地解決白噪聲、多徑衰弱等多重干擾的問題，并設計了一種基于DSP平臺的自動發(fā)報收報硬件模塊，便于工程應用。