方孝杰，南余榮

（浙江工業(yè)大學信息學院，浙江 杭州310023）

0 引 言

在低功率離線電源裝置中都需要有源功率因數校正裝置，而臨界續(xù)斷模式（DCM／CCM）的升壓變換器具有電路簡單，體積小等優(yōu)點，因此得以廣泛應用。DCM／CCM Boost PFC的主要特點是：減少了續(xù)流二極管反向恢復電流引起的損耗［1］。再者，升壓開關更容易實現零電壓（ZVS）開通。但是，它的一個主要缺點是輸入電流的峰值是平均輸入電流的2倍，這就需要一個高頻的EMI濾波器［2］。另一個缺點是開關管的開關頻率變化范圍比較大，控制比較復雜［3］。為了防止在輕載時開關管的過度損耗，經常限定一個最高的開關頻率。

輸入電流的紋波和高頻電磁干擾可以通過運用交錯控制技術而顯著減少，而且輸出電容電流紋波有效值也明顯較少（本文中討論的都是兩相并聯）。因此在高功率場合，臨界續(xù)斷模式下的交錯并聯Boost PFC越來越引起人們的重視。

1 開環(huán)同步方法的分析

傳統(tǒng)的控制器都是基于一種主從結構，主變換器獨立工作，而從變換器通過移相等方式由主變換器控制運行，從而實現正確的交錯并行［4］。在開環(huán)情況下，從變換器通過一個相當于主變換器開關半周期的時間延時后開啟，與主變換器同步。開環(huán)同步可以分為開啟同步和關斷同步。開啟同步指從變換器開關管的開通與主變換器相關聯；關斷同步指從變換器開關管的關斷與主變換器相關聯。而在這兩種情況下，又都可以工作在電流控制模式和電壓工作模式。圖1為交錯控制的基本拓撲結構。

圖1 交錯并聯PFC基本拓撲

1.1 主從開關開啟同步分析

圖2是兩相臨界續(xù)斷模式交錯并聯Boost PFC基本的控制電路與主要波形，兩個Boost PFC電路以主從方式工作，開啟時同步。主變換器的開啟由零電流檢測器脈沖ZCD－M決定，這樣，使它工作于臨界續(xù)流控制模式，而從變換器的開啟則經過一個延時Td，它相當于主變換器開關周期的一半［5］。主從變換器都是零電壓開通。可以做如下假設，在開關管電壓由波峰到波谷的震蕩時間，相對于開關周期來說是可以忽略不計的。主變換器和從變換器的關斷是由各自的PWM波控制的，各自相應的斜坡電感電流信號iLM（S）與正弦參考電流ILpk，ref經過比較后產生。ILpk，ref作為反饋信號，它與電壓誤差放大器的輸出電壓成比例。電流控制模式下，斜坡信號的斜率即電感電流iL與電感電壓成正比，與電感大小成反比。

圖2 基本控制電路及波形

一旦電流控制模式下的主從變換器的電感失諧，從開關管將會失去零電壓開通的條件。當LS＜LM，從變換器將工作在電流斷續(xù)導電模式；而當LS＞LM，從變換器的開關管將會交替出現工作在硬開關狀態(tài)和電流續(xù)斷狀態(tài)，即從變換器將工作在次諧振狀態(tài)。

1.2 雙重交錯臨界續(xù)斷模式工作狀態(tài)分析

首先，要對電路做以下假設：

（1）電路工作于理想狀態(tài)，S1與S2交錯導通，相位差為180°，電路元件都為理想器件；

（2）每個Boost PFC單元都工作于CRM下；

（3）兩個Boost PFC的電路參數都相同，如L1＝L2＝L；

（4）輸出電壓恒定。

下面分析基于以上假設，且占空比D大于0.5，電感電流波形與圖2（b）一致，則主電路可以工作于圖3中的四種狀態(tài)，具體分析如下：

狀態(tài)1（t0～t1）：在t0時刻前開關管S1已經處于開通狀態(tài)，在t0時刻，開關管S2導通，電感L2中的電感電流iL2從0開始上升，電感L1中的電感電流iL1繼續(xù)上升；續(xù)流二級管D1、D2關斷；輸出電容C0向負載供電。

狀態(tài)2（t1～t2）：在t1時刻，開關管S1關斷，電感電流iL1上升到最大值，此后開始下降，續(xù)流二級管D1導通，電感L1放電，電容C0充電；而開關管S2繼續(xù)導通，電感電流iL2繼續(xù)上升，二極管D2關斷。

狀態(tài)3（t2～t3）：在t2時刻，電感電流iL1下降到0，同時開關管S1導通，續(xù)流二級管D1關斷，此后電感電流iL1從0開始上升；開關管S2繼續(xù)導通，電感電流iL2繼續(xù)上升，二極管D2關斷。

狀態(tài)4（t3～t4）：開關管S1導通，續(xù)流二級管D1關斷，電感電流iL1繼續(xù)上升；而在t3時刻，電感電流iL2上升到最大值，開關管S2關斷，iL2開始下降，二極管D2導通，電感L2放電，電容C0沖電。

圖3 Boost PFC的四種工作狀態(tài)

此后，就不斷重復以上過程。以上是雙重交錯并聯Boost PFC的工作狀態(tài)分析。

1.3 延時時間Td的計算方法

為了得到延時時間Td＝TSW／2，傳統(tǒng)的方法是測量上一個主開關的開關周期。這樣做是可行的，因為開關頻率非常高，且線性電壓在一個開關周期內幾乎不變。因此，在幾個開關周期內，它每個周期的時間可以看成是不變的。本文采用TMS320F2812數字處理器來實現精確的延時時間。具體的實現原理如下：選擇處理器的T1PWM，T2PWM分別為主從變換器的驅動信號，相應的定時器T1、T2的周期寄存器T1PR、T2PR決定開關周期TSW，延時時間Td的確定由另外兩個計數器T3、T4計數得到。首先將T3的初始值TSW賦給T4，T3清零，T4右移一位，設置延時標志位flag＝1；接著T4自減，T3自增，當T4＝0時，此時就得到了延時時間Td，然后控制從開關開通，flag清零。當T3＝TSW時，此時主變換器的零電流檢測裝置應檢測到電流過零信號。不斷重復以上過程。這樣就可以保證每一個開關周期內主從變換器都實現180°的相移，從而保證了主從變換器都工作于臨界續(xù)斷模式。

1.4 輸入電流紋波分析

在本節(jié)中，主要分析基于開環(huán)主從開啟時同步且工作于電流控制模式下的Boost PFC變換器的輸入電流紋波和輸入電流畸變。為了使電路實現均流，可以做如下假定：主變換器和從變換器的參考電流相等。為了有一個額外的安全區(qū)，可以將從變換器的升壓電感略小于主變換器的升壓電感，大概在（0.5%～1%）。主從升壓電感電流在理想情況下的波形如圖4所示。理想情況指的是主從升壓電感的電感量匹配，從變換器經過180°移相后開通。從圖4可以看出，輸入電流為主從電感電流疊加所得，即iLM＋iLS，它的紋波頻率是開關頻率的兩倍，且由于交錯控制，主從電感電流的紋波相互抵消使得輸入電流的紋波也顯著地減小。式（1）為輸入電流紋波與電感電流紋波比值K（D）和開關占空比D的關系式。由此式可以得到K（D）和開關占空比D的關系，如圖5所示。

圖4 理想情況下的電感電流波形

從圖5中可以看出，輸入電流紋波減少量隨著占空比D的變化而變換。當移相相位為180°時，輸入電流的紋波最小，當移相相位為0°時，輸入電流的紋波最大。

圖5 K（D）和開關占空比D的關系

輸出電容紋波電流的有效值由式（2）決定［5］：

圖6 輸出電容紋波電流有效值的對比圖

圖6是單相Boost變換器和兩相交錯并聯Boost變換器中流過輸出電容的紋波電流有效值ICout與開關占空比D的關系。在相同的功率等級下，從圖6中可看出，兩相交錯并聯Boost變換器輸出電容的紋波電流是單相Boost變換器的一半。輸出電容紋波電流有效值的減小，使得由電容等效串聯電阻ESR引起的功耗降低，減少了電容發(fā)熱量，降低了電流應力，提高了變換器的可靠性。

2 仿真實驗

基于以上分析，利用PSPICE軟件進行仿真。實驗的基本條件：輸入電壓Uac＝90～265VAC，輸出電壓400V，輸出功率為1kW，最低開關頻率25kHz，最高開關頻率為32kHz，電感為200μH，輸出濾波電容987μF。

仿真結果如下：圖7為Uac＝220V時的主要波形圖。圖8為Uac＝220V時的輸入電流頻譜圖。圖9為Uac＝110V時的主要波形圖，圖10為Uac＝110V時的輸入電流頻譜圖。

圖7 輸入電壓Uac＝220 V時的波形

圖8 輸入電壓Uac＝220 V時輸入電流頻譜圖

圖9 輸入電壓Uac＝110 V時的主要波形圖

圖10 輸入電壓為Uac＝110 V時的輸入電流頻譜圖

從各圖可以看到，不管是Uac＝220V還是Uac＝110V，電感電流實現了均勻交錯，輸入電流紋波很小，功率因數達到了0.998，交錯電路工作性能良好。

3 總 結

本文針對開環(huán)臨界續(xù)斷模式交錯并聯Boost PFC電路進行了詳細的分析，得出只有在電流控制模式下，開啟時同步才能讓控制器工作在一個穩(wěn)定的工作點，并進行了基于此方法的仿真實驗。實驗驗證了主從變換器實現精確地180°相移，主從電感實現了并聯電流的均流，有效地減少了總的輸入電流紋波。當輸入電壓分別為Uac＝110V，Uac＝220V時，對主變換器輸入電流的頻譜分析，證明了交錯并聯Boost PFC電路具有良好的功率因數校正效果。

［1］Huber L，Irving B T，Jovanovi M M.Effect of valley switchingand switching－frequency limitation on line－current distortions of DCM／CCM boundary boost PFC converter［J］.IEEE Trans.Power Electron，2009，24（2）：339－347.

［2］Khaligh A，Emadi A.Mixed DCM／CCM pulse adjustment with constant power loads［J］.IEEE Trans，2008，24（2）：776－782.

［3］Huber L，Irving B T，Jovanovic M M.Review and Stability Analysis of PLL－Based Interleaving Control of DCM／CCM Boundary Boost PFC Converters［J］.IEEE Trans.Power Electron.2009，24（8）：1992－1999.

［4］Chu－Yi Chiang，Chern－Lin Chen.Zero－Voltage－Switching Control for a PWM Buck Converter Under DCM／CCM Boundary［J］.IEEE Trans.Power Electron.2009，24（9）：2120－2126.