摘要：隨著電動(dòng)叉車(chē)在多個(gè)行業(yè)的廣泛應(yīng)用，探索叉車(chē)高效靈活的充電方式尤為重要，無(wú)線充電方式成為主要研究熱點(diǎn)。文中基于半橋諧振型電感耦合式無(wú)線電能傳輸系統(tǒng)，在不改變其原有電路拓?fù)涞幕A(chǔ)上，提出了一種變頻功率控制策略，解決無(wú)線充電過(guò)程中功率控制的難題。為驗(yàn)證所提出的控制策略的準(zhǔn)確性，搭建仿真與實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，驗(yàn)證并實(shí)現(xiàn)了無(wú)線充電系統(tǒng)在10 cm范圍內(nèi)0～2.1 kW功率的精準(zhǔn)輸出調(diào)節(jié)。

關(guān)鍵詞：電動(dòng)叉車(chē)；無(wú)線充電；功率控制；控制策略

Wireless Charging Control for Electric Forklifts Based on Half-Bridge Resonant Topology

ZHANG Shaohuang

（ Zhangzhou Branch of Fujian Special Equipment Inspection and Research Institute， Zhangzhou 363000， Fujian， China）

Abstract： With the widespread application of electric forklifts， exploring efficient and flexible charging methods for them has become particularly important， with wireless emerging as a major research hotspot. This paper presents and analyses the power control for a half bridge resonant inductive coupling power transfer to solve the problem of power control in wireless charging process without changing the topology. The theoretical results are verified experimentally， using a prototype of 0～ 2.1 kW inductive wireless power transfer system.

Key Words： Electric forklifts; Wireless charging; Switching power supply; Control strategy

0引言

隨著電動(dòng)叉車(chē)普及率逐步提升，探索研制叉車(chē)高效靈活的充電方式成為主要熱點(diǎn)。當(dāng)前，電動(dòng)叉車(chē)主要采用有線充電，其過(guò)程需確保電源與車(chē)輛控制電路的安全隔離，并配置定向防護(hù)接插器以防止誤操作[1]。然而，現(xiàn)有的人工或機(jī)械分離充電方式不僅操作繁瑣，還因頻繁插拔增加接口磨損，易引發(fā)接觸電阻增大、過(guò)熱乃至火災(zāi)風(fēng)險(xiǎn)[2]。因此，探索叉車(chē)的無(wú)線充電技術(shù)成為迫切需求，旨在消除插拔風(fēng)險(xiǎn)，顯著提升充電安全性與便利性。

無(wú)線能量傳輸作為無(wú)線充電技術(shù)的核心，有電容耦合式、電感耦合式、輻射式三種傳輸方式，當(dāng)前可實(shí)現(xiàn)高達(dá)200 kW的高效傳輸[3]。文中根據(jù)電動(dòng)叉車(chē)充電實(shí)際需求，選擇受環(huán)境影響小、可近距離大功率實(shí)現(xiàn)無(wú)限能量傳輸?shù)碾姼兴神詈夏Ｐ?，該模型工作原理框圖如圖1所示。

圖1 " "電感耦合式無(wú)線能量傳輸基本框圖

系統(tǒng)發(fā)射端先將電網(wǎng)工頻電壓整流濾波為直流電壓，再利用逆變電路將直流電壓逆變?yōu)楦哳l電壓作為系統(tǒng)激勵(lì)源接至諧振器，通過(guò)LC振蕩將高頻電壓源振蕩為正弦電流信號(hào)，諧振線圈為開(kāi)放式電感將電流以磁場(chǎng)能的方式把初級(jí)能量傳送至接收端，為負(fù)載供電。

因負(fù)載所需功率變化，是直接通過(guò)諧振線圈以互感方式反射至初級(jí)，所以發(fā)送端需對(duì)傳送功率進(jìn)行相應(yīng)的控制。D.Budgett等利用調(diào)節(jié)逆變器前端直流電壓激勵(lì)源的大小來(lái)達(dá)到功率的調(diào)整[4]。F.F.Van der Pijl等利用定量控制的方法調(diào)節(jié)發(fā)射端的工作狀態(tài)實(shí)現(xiàn)功率大小的調(diào)節(jié)[5]。B.Wang提出了一種推挽式并聯(lián)諧振拓?fù)涞墓β士刂品绞?，?dāng)開(kāi)關(guān)管頻率低于諧振頻率，則能量輸入產(chǎn)生間斷，開(kāi)關(guān)頻率越低則能量間斷時(shí)間越長(zhǎng)，在整個(gè)諧振周期內(nèi)功率輸出越小，從而達(dá)到輸出功率的控制[6]。上述方法均能實(shí)現(xiàn)能量控制，但需改變電路拓?fù)浠蚩刂品绞綇?fù)雜。文中在不改變?cè)負(fù)涞幕A(chǔ)上提出一種基于半橋諧振逆變拓?fù)錈o(wú)線能量傳輸?shù)目刂撇呗?，本控制策略可以?shí)現(xiàn)輸出功率從0至最大設(shè)計(jì)功率的調(diào)節(jié)。

1半橋諧振式無(wú)線能量傳輸控制策略

圖2所示為半橋諧振基本機(jī)構(gòu)，電網(wǎng)電壓經(jīng)過(guò)全橋整流濾波轉(zhuǎn)化為直流并作為由S1、S2構(gòu)成半橋逆變的輸入端，半橋逆變利用S1、S2的交替導(dǎo)通將直流電壓逆變?yōu)楦哳l交流接至發(fā)射電感線圈L1，電感線圈產(chǎn)生高頻磁場(chǎng)，將電能以磁場(chǎng)能的方式傳送至無(wú)線能量傳輸系統(tǒng)的接收端。

由于系統(tǒng)存在開(kāi)關(guān)管、二極管、線圈等非線性元器件及周邊交變的電磁場(chǎng)環(huán)境，其工作狀態(tài)存有較多非線性行為，對(duì)于電路的具體理論分析較為復(fù)雜。目前主要分析方法有基于電路原理的數(shù)學(xué)模型和描述功率傳遞模耦合理論[2]。模耦合理論主要從能量消耗以及散失角度上來(lái)描述無(wú)線能量的交換過(guò)程，而控制策略上往往需要更加具體的電路模態(tài)分析，因此文中主要從電路原理的數(shù)學(xué)模型對(duì)半橋諧振進(jìn)行簡(jiǎn)化處理。在無(wú)線能量傳輸系統(tǒng)中，系統(tǒng)能量的傳遞主要依靠發(fā)射線圈與接收線圈之間的互感進(jìn)行交互，將其以互感方式表達(dá)，簡(jiǎn)化如圖3所示。

基于上面的簡(jiǎn)化電路模型，分析作如下假設(shè)：

1）開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通電壓為0，導(dǎo)通電阻為0；

2）忽略開(kāi)關(guān)管損耗；

3）諧振電感上無(wú)分布電容且忽略諧振電感電阻；

4）諧振電容上無(wú)寄生電感；

5）各元器件參數(shù)不隨溫度參數(shù)影響。

其工作模態(tài)主要可分為以下幾部分：

模態(tài)0 [t0～t1]：S1導(dǎo)通，S2斷開(kāi)，此時(shí)S1零電壓導(dǎo)通，電網(wǎng)電壓經(jīng)全橋整流濾波后經(jīng)開(kāi)關(guān)管S1向諧振電感線圈L1注入能量，直流電壓源、S1、電感L1、電容C構(gòu)成回路，電感L1與電容C發(fā)生二階振蕩；

模態(tài)1 [t1～t2]：S1斷開(kāi)，S2斷開(kāi)，S1斷開(kāi)瞬間與S2并聯(lián)的二極管D2續(xù)流導(dǎo)通，電感L1通過(guò)二極管D2對(duì)電容C充電，D2的導(dǎo)通為下一個(gè)模態(tài)開(kāi)關(guān)管S2零電壓導(dǎo)通提供條件；

模態(tài)2 [t2～t3]：S1斷開(kāi)，S2導(dǎo)通，S2零電壓導(dǎo)通，此時(shí)無(wú)激勵(lì)源工作，電感L1與電容C發(fā)生二階自由振蕩；

模態(tài)3 [t3～t4]：S1斷開(kāi)，S2斷開(kāi)，S2斷開(kāi)瞬間與S1并聯(lián)的二極管D1續(xù)流導(dǎo)通，電感L1通過(guò)二極管D1對(duì)電容C反向充電，D1的導(dǎo)通為下一個(gè)模態(tài)開(kāi)關(guān)管S1零電壓導(dǎo)通提供條件。

針對(duì)系統(tǒng)簡(jiǎn)化圖3，具體電路分析如下：

對(duì)于能量發(fā)射端及能量接收端，根據(jù)基爾霍夫電壓定律：

（1）

（2）

其中L1、L2分別為初級(jí)和次級(jí)諧振電感，R1、R2分別為初級(jí)次級(jí)諧振電感內(nèi)阻，為激勵(lì)電壓源U的角頻率，M為初級(jí)與次級(jí)之間互感。

由公式（1）及公式（2）化簡(jiǎn)可得：

（3）

則輸入功率為：

（4）

其中半橋的前半周期與后半周期為對(duì)稱(chēng)過(guò)程，采用對(duì)稱(chēng)控制的方法，一方面可以防止諧振線圈發(fā)生偏磁現(xiàn)象，另一方面可以保證上下開(kāi)關(guān)管工作狀態(tài)一致具有相同的器件利用率，延長(zhǎng)系統(tǒng)使用壽命。

由模態(tài)分析的過(guò)程可知，t0～t1時(shí)間為能量注入的前半周期，t2～t3為能量注入的后半周期，當(dāng)時(shí)，系統(tǒng)的等效阻抗為純阻性，電感互感及電容組成的等效阻抗為0，此時(shí)功率為最大值輸出，稱(chēng)為全功率模式[2]。而只有當(dāng)t0～t1時(shí)間小于諧振周期的一半時(shí)對(duì)應(yīng)二極管D1、D2可續(xù)流，即可實(shí)現(xiàn)兩個(gè)開(kāi)關(guān)管的零電壓導(dǎo)通，因此本控制策略也是基于此條件下實(shí)現(xiàn)。

由公式（4）可知功率與上下開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間及工作周期相關(guān)，文中基于對(duì)稱(chēng)的控制方法，通過(guò)控制工作周期T及開(kāi)關(guān)管導(dǎo)通t0～t1=t2～t3時(shí)間，達(dá)到功率控制目的。由于死區(qū)時(shí)間遠(yuǎn)小于能量注入時(shí)間，可忽略，因此可簡(jiǎn)化成上下管導(dǎo)通比為50%的互補(bǔ)的PWM。當(dāng)t0～t1減小即增大時(shí)功率P也減小，通過(guò)減小PWM的周期可降低功率輸出，以下通過(guò)對(duì)比全功率模式圖5（a）及小功率模式圖5（b）進(jìn)一步闡述本控制策略：

圖5中（a）與（b）上圖為諧振電感L1電流波形IL，中圖為S1驅(qū)動(dòng)電壓波形PWM，下圖為電容C電壓波形Uc；

當(dāng)[t0～t1]時(shí)，全功率模式時(shí)間（-）為諧振周期一半，諧振電感L1與C發(fā)生二階振蕩，在前（-）時(shí)間內(nèi)，電感電流IL由0增加至最大值，電容電壓由最大值減小為0，電容C能量向電感遷移，在后（-）時(shí)間內(nèi)，電感電流IL由最大值減少至0，電容電壓Uc由0增加至最大值，電感能量向電容C遷移，在整個(gè)[t0～t1]內(nèi)電源為諧振注入能量；對(duì)于小功率模式下，在進(jìn)入模態(tài)0之前電感L還殘留一部分能量IL不為0，這是由于小功率切換頻率較快導(dǎo)致，電感L先將能量通過(guò)二階振蕩轉(zhuǎn)移至電容C，之后電容C對(duì)電感L充電，使IL由0開(kāi)始正向增加，其特征與二階振蕩一致，與全功率模式不同的是此時(shí)開(kāi)關(guān)切換速度較快。電感電流未完成半個(gè)周期的諧振狀態(tài)，即進(jìn)入下一模態(tài)，電感電流此時(shí)為正，從圖5（a）和圖5（b）的對(duì)比可以得知，全功率模式下流經(jīng)電感的電流IL有效值大于小功率模式，且小功率模式下隨著-的增大，IL的有效值越大；

當(dāng)[t1～t2]時(shí)，此模態(tài)下時(shí)間極短，為防止電源短路，給S2提供0電壓導(dǎo)通條件，全功率模式下在t1瞬間IL接近但不為0，此時(shí)D2才可續(xù)流導(dǎo)通，小功率模式下與全功率一致；

[t2～t3]和[t3～t4]階段，與[t0～t1]及[t1～t2]對(duì)稱(chēng)的過(guò)程，不再贅述。

其中小功率的模式周期為全功率模式1/2，由于系統(tǒng)中諧振電感L和電容C上能量無(wú)硬切換，主要以無(wú)功形式儲(chǔ)存無(wú)能量損耗，因此也可以用電感電流IL的有效值來(lái)表示輸出功率。開(kāi)關(guān)管PWM切換頻率越大，IL對(duì)應(yīng)有效值越小，輸出功率越小。

文中控制方法可以綜述為利用控制開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間實(shí)現(xiàn)能量的控制，主要具備以下特征：

1）控制上管與下管交替導(dǎo)通，為互補(bǔ)的兩個(gè)PWM對(duì)開(kāi)關(guān)管進(jìn)行驅(qū)動(dòng)，導(dǎo)通時(shí)間相等接近50%。

2）上管與下管導(dǎo)通時(shí)間小于諧振周期的一半，以保證開(kāi)關(guān)管的0電壓關(guān)斷。

3）在開(kāi)關(guān)管性能參數(shù)允許下，上下開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)頻率由最大減小至最大功率對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)頻率（LC諧振頻率），實(shí)現(xiàn)功率從最小至最大的無(wú)極控制。

2 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

2.1 電路仿真

通過(guò)上述分析，文中采用saber2007仿真軟件進(jìn)行無(wú)線能量傳輸系統(tǒng)的仿真，仿真電路如圖2所示，具體仿真參數(shù)如表1所示，為簡(jiǎn)化功能去除PID等功率控制環(huán)節(jié)直接人工匹配相應(yīng)PWM，實(shí)現(xiàn)相應(yīng)功率下的輸出。

圖6為各個(gè)頻率下的仿真波形，上圖波形為輸出負(fù)載電阻兩端電壓波形，直接反應(yīng)能量接收端輸出功率的大??；中圖波形為半橋諧振變換器上管驅(qū)動(dòng)電壓波形；下圖為初級(jí)電感電流波形，直接反應(yīng)能量發(fā)射端輸出功率變化情況。其中圖6（a）、（b）、（c）分別代表開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)頻率為12.5、10.5、10kHz下的仿真波形圖。圖6（d）為全功率模式下的仿真波形對(duì)應(yīng)開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)頻率為9.5kHz。當(dāng)控制開(kāi)關(guān)管的驅(qū)動(dòng)電壓頻率越高，輸出電阻電壓波形越大輸出電壓就越高。驗(yàn)證此控制策略的正確性。

2.2實(shí)驗(yàn)裝置及結(jié)果分析

針對(duì)電動(dòng)叉車(chē)的無(wú)線充電需求，以圖2為電路模型設(shè)計(jì)并搭建了一套基于半橋諧振型電感耦合式無(wú)線傳輸技術(shù)的實(shí)驗(yàn)裝置，裝置將220V交流電壓作為輸入源，利用鎢絲燈作為負(fù)載以模擬電動(dòng)叉車(chē)無(wú)線充電時(shí)的能量消耗，實(shí)驗(yàn)裝置如圖7所示。具體元器件的參數(shù)與仿真電路參數(shù)一致，如表1所述。單片機(jī)直接產(chǎn)生PWM信號(hào)驅(qū)動(dòng)IGBT驅(qū)動(dòng)模塊，實(shí)現(xiàn)電路的工作，其中能量發(fā)射電感線圈與能量接收電感傳輸距離為10cm，全功率模式下可實(shí)驗(yàn)2.1kW功率傳輸。不同開(kāi)關(guān)頻率下的實(shí)驗(yàn)波形如圖8所示。

圖8中不同頻率下的實(shí)驗(yàn)波形與圖6中不同頻率下的仿真波形一一對(duì)應(yīng)，分別代表12.5、10.5、10kHz及全功率模式下9.5kHz開(kāi)關(guān)頻率下的變化趨勢(shì)圖。由仿真及實(shí)驗(yàn)圖可知，通過(guò)控制開(kāi)關(guān)管PWM的切換頻率可以實(shí)現(xiàn)功率的調(diào)節(jié)，其具體工作過(guò)程與模態(tài)分析基本一致。

3結(jié)論

文中提出應(yīng)用于電動(dòng)叉車(chē)無(wú)線充電中基于半橋諧振拓?fù)涞臒o(wú)線能量傳輸?shù)墓β士刂撇呗?，通過(guò)控制半橋諧振逆變拓?fù)渲虚_(kāi)關(guān)管通斷頻率實(shí)現(xiàn)功率的控制，其本質(zhì)是控制輸入平均電流從而達(dá)到輸出功率的大小。無(wú)需在發(fā)射及接收端增加額外元件使設(shè)備體積增大，具有能量調(diào)節(jié)方式簡(jiǎn)單、便捷等優(yōu)點(diǎn)，并利用仿真和實(shí)現(xiàn)驗(yàn)證了此功率控制策略的可行性。

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