翟 理,汪 洋,胡利民,劉國(guó)海,劉亞兵,馬恩林
(中國(guó)船舶集團(tuán)有限公司 第705 研究所昆明分部,云南 昆明,650101)
水下航行器正朝著遠(yuǎn)航程、大潛深和低噪音的方向發(fā)展,因此提升能量密度、拓寬航速范圍和改善航行噪音等成為水下航行器動(dòng)力推進(jìn)技術(shù)的發(fā)展方向[1]。
逆變器作為水下航行器電機(jī)控制系統(tǒng)的核心部件之一,承擔(dān)著能量變換和電機(jī)驅(qū)動(dòng)等關(guān)鍵作用,而傳統(tǒng)逆變器功率器件大都使用Si 基功率器件。在高速大功率電機(jī)應(yīng)用中,由于絕緣柵雙極晶體管(insulate-gate bipolar transistor,IGBT)開關(guān)性能限制導(dǎo)致相電流換相周期內(nèi)斬波次數(shù)不夠,給電機(jī)帶來較大的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)和相電流脈動(dòng)。金氧半場(chǎng)效晶體管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor,MOSFET)開關(guān)頻率高,但其功率等級(jí)較低[2]。這2 種Si 基功率器件目前均難以勝任同時(shí)需要較高功率和較高開關(guān)頻率需求的應(yīng)用場(chǎng)合,并且2 者在高頻工作下?lián)p耗均會(huì)加劇,致使航行器效率和功率密度進(jìn)一步降低。
劉學(xué)超等[3]研制了一種SiC 三相雙向逆變式變換器,將功率開關(guān)器件的開關(guān)工作頻率提高到60 kHz,使20 kVA 雙向逆變式變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)在更高開關(guān)頻率下實(shí)現(xiàn)整機(jī)最高效率接近于99%。韓鵬程等[4]設(shè)計(jì)基于SiC MOSFET 的三相H 橋逆變器系統(tǒng),相比于Si MOSFET 系統(tǒng),新型SiC MOSFET 空載芯片溫升為1.1 ℃,帶載芯片溫升為6.6 ℃,可將體積質(zhì)量減小至30 %以下,并且效率從92%提升至96%,能耗減小至50%以下。蘇杭等[5]設(shè)計(jì)了汽車用7.5 kW SiC 逆變器,并通過試驗(yàn)得到試驗(yàn)樣機(jī)的開關(guān)頻率為 100 kHz,理論效率可達(dá) 97.5%。李東等[6]研究基于SiC 器件的車輛輔助變流逆變器,通過實(shí)驗(yàn)得到在提高開關(guān)頻率的同時(shí),減小了輔助變流器輸出濾波電感電容的體積和質(zhì)量,提高了系統(tǒng)效率,并減小了功率模塊溫升。李鳳祿[7]研制了一款基于全SiC 器件的地鐵輔助變流器樣機(jī)并進(jìn)行了相關(guān)仿真和實(shí)驗(yàn)測(cè)試,得到逆變器的效率為99.188%。馬?;踇8]將SiC 器件運(yùn)用于逆變器系統(tǒng),對(duì)此系統(tǒng)分別在功率損耗、效率、器件結(jié)溫、運(yùn)行費(fèi)用和預(yù)估投資收益等方面進(jìn)行了對(duì)比研究。結(jié)果表明,在功率損耗、效率和結(jié)溫方面,SiC 逆變器系統(tǒng)明顯優(yōu)于Si 逆變器系統(tǒng);SiC逆變器系統(tǒng)雖初始投資較高,但長(zhǎng)遠(yuǎn)的運(yùn)行費(fèi)用和收益均優(yōu)于Si 逆變器系統(tǒng)。
文中對(duì)功率需求120 kW、開關(guān)頻率20 kHz 以上樣機(jī)SiC MOSFET 逆變器進(jìn)行軟硬件設(shè)計(jì)并進(jìn)行試驗(yàn)對(duì)比,首先在功率80 kW、開關(guān)頻率12.5 kHz 下進(jìn)行功率試驗(yàn)對(duì)比,結(jié)果顯示: 相比IGBT,采用SiC MOSFET 后電機(jī)效率提升2%;然后在功率20 kW 附近對(duì)比了開關(guān)頻率12.5 kHz 和30 kHz下相電流脈動(dòng),結(jié)果顯示,使用SiC MOSFET 后,在高開關(guān)頻率工作下電機(jī)相電流脈動(dòng)有較大改善。
功率器件損耗主要來自導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗。導(dǎo)通損耗由功率器件飽和導(dǎo)通壓降及導(dǎo)通電阻產(chǎn)生;開關(guān)損耗是由于功率器件開關(guān)過程中電壓電流不是瞬間完成,存在重疊而引起,開關(guān)損耗與器件開關(guān)性能有關(guān),開關(guān)速度越快,開關(guān)損耗越小。當(dāng)開關(guān)頻率不夠高時(shí),導(dǎo)通損耗占主要部分,開關(guān)頻率升高后,開關(guān)損耗逐漸增大。以MOSFET器件為例,其導(dǎo)通損耗
式中:Id為器件開通后漏極電流;Rds(on)為器件導(dǎo)通電阻。器件開通及關(guān)斷過程如圖1 和圖2 所示。
圖1 功率器件開通過程Fig.1 Turn-on process of power device
圖2 功率器件關(guān)斷過程Fig.2 Turn-off process of power device
圖中,t0:Vgs從0 開始上升,此階段電壓被寄生電容Cgs所吸收,器件漏極電流和漏源電壓均未發(fā)生變化。
t1: 此時(shí)器件工作于恒流區(qū),Vgs持續(xù)上升,但電壓用于寄生電容Cgs充電,Vds保持不變,Id上升。
t2: 此階段Vgs主要被Cgd吸收,又稱為米勒平臺(tái)Vsp,平臺(tái)時(shí)長(zhǎng)主要與Cgd相關(guān),器件逐漸開通,Vds下降。
t3: 器件逐漸完全開通,Vgs上升到驅(qū)動(dòng)電壓值,Vds下降到飽和導(dǎo)通。
t4: 柵源電壓Vgs隨驅(qū)動(dòng)電壓降低,器件開始關(guān)斷,此時(shí)柵源電容Cgs開始放電,漏極電流Id保持不變。
t5:Vgs下降至米勒平臺(tái),此時(shí)Cgd放電,漏源電壓Vds逐漸上升,Id保持不變。
t6:Cgd放電結(jié)束,米勒平臺(tái)結(jié)束,Vds上升到器件兩端電壓值,漏極電流Id逐漸下降,Vgs下降至閾值電壓Vgs(th)。
t7:Vgs下降至0,關(guān)斷過程結(jié)束。
MOSFET 開關(guān)損耗
式中:Eon和Eoff分別為器件開通階段和關(guān)斷階段的損耗;t1+t2 為漏極電流Id從0%上升到漏源電壓Vds下降至0%的時(shí)間;t5+t6 為漏極電流Id從100%下降到漏源電壓Vds上升至100%的時(shí)間;f為開關(guān)頻率??梢婇_關(guān)損耗與開關(guān)頻率成正相關(guān),并且與開關(guān)速度相關(guān),開關(guān)速度越快,漏源電壓和漏極電流重疊時(shí)間越短,開關(guān)損耗越小。關(guān)斷過程與開通過程相似,在此不再贅述。
在Matlab 中搭建雙閉環(huán)霍爾無(wú)刷直流電機(jī)系統(tǒng),通過改變系統(tǒng)開關(guān)頻率得到電機(jī)相電流脈動(dòng)隨開關(guān)頻率變化如圖3 和圖4 所示,可見相電流脈動(dòng)隨開關(guān)頻率增大而減小。
圖3 開關(guān)頻率12.5 kHz 相電流仿真Fig.3 Phase current simulation of 12.5 kHz switching frequency
圖4 開關(guān)頻率30 kHz 相電流仿真Fig.4 Phase current simulation of 30 kHz switching frequency
在PSpice 中 對(duì)SiC MOSFET 及IGBT 進(jìn)行雙脈沖仿真,在25℃下對(duì)比開關(guān)頻率5 kHz 和50 kHz時(shí)IGBT 和SiC MOSFET 損耗如圖5 所示。在固定開關(guān)頻率5 kHz 下對(duì)比溫度25 ℃和100 ℃時(shí)IGBT 和SiC MOSFET 損耗如圖6 所示。仿真結(jié)果顯示,功率器件損耗隨開關(guān)頻率增大而增大,這與數(shù)學(xué)分析相符,隨溫度升高器件損耗也會(huì)增大,且SiC MOSFET在不同溫度及開關(guān)頻率下,損耗均小于IGBT。
圖5 不同開關(guān)頻率下開關(guān)損耗隨時(shí)間變化仿真Fig.5 Simulation of switching loss changing with time at different switching frequencies
圖6 不同溫度下開關(guān)損耗隨時(shí)間變化仿真Fig.6 Simulation of switching loss changing with time at different temperatures
現(xiàn)有某水下動(dòng)力裝置需求為載波頻率不低于20 kHz,樣機(jī)帶載能力不低于120 kW,現(xiàn)有IGBT不能滿足如此高的開關(guān)頻率,因此選用SiC MOSFET器件。根據(jù)樣機(jī)帶載能力不低于120 kW 這個(gè)指標(biāo),假設(shè)樣機(jī)效率為90%,根據(jù)UinIin=P輸入φ=P輸出,其中φ為效率、Uin為輸入電壓、Iin為輸入電流,可得輸入功率需達(dá)到130 kW。若假設(shè)樣機(jī)在600 V 電壓條件下工作,其工作電流可達(dá)到216 A。在留有2 倍安全裕量的條件下,需選用電壓不小于1 200 V,電流不小于432 A 的SiCMOSFET 功率器件。
經(jīng)過對(duì)比,選用BSM600D12P3G001 型SiC MOSFET 功率器件,該器件具有1 200 V,574 A 電壓和電流等級(jí),最大電流可達(dá)1 200 A,能夠勝任項(xiàng)目變壓器所需的電壓電流。SiC MOSFET 電路模型中包含SiC MOSFET 開關(guān)管和SiC SBD 續(xù)流二極管,能夠同時(shí)減小開通損耗和續(xù)流損耗,對(duì)比器件選擇SEMiX453GB12E4s 型Si 基IGBT 器件,該款器件具有1 200 V,526 A 電壓和電流等級(jí),最大電流達(dá)1 350 A。
根據(jù)其門極電荷在Vgs=18 V 工作電壓時(shí)為Qg=1 500 nC,電壓擺幅ΔVgs=26 V,工作頻率f=20 kHz,由公式
可以計(jì)算出驅(qū)動(dòng)模塊所需具備的輸出功率PDRV=0.98 W,由公式
其中:Rin為門極驅(qū)動(dòng)內(nèi)阻;Rex為門極驅(qū)動(dòng)外阻,將數(shù)據(jù)手冊(cè)中SiC MOSFET 門極內(nèi)阻RGint=1.4 Ω 值代入式(5)中,此時(shí)Rin=RGint=1.4 Ω,Rex=0 Ω,即可以計(jì)算出驅(qū)動(dòng)所需要具備的峰值驅(qū)動(dòng)工作電流Iout=ΔVgs/RGint=18.5 A。
電機(jī)驅(qū)動(dòng)方案有很多,常見的是選用內(nèi)部集成驅(qū)動(dòng)、保護(hù)及檢測(cè)等電路的驅(qū)動(dòng)模塊,可以大大縮短開發(fā)時(shí)間周期,簡(jiǎn)化電路。根據(jù)以上計(jì)算的性能參數(shù)需求選取2FSD0420-EDC 驅(qū)動(dòng)板,其是一款采用EconoDUALTM 封裝的SiC MOSFET 數(shù)字驅(qū)動(dòng)板,用于試驗(yàn)對(duì)比的IGBT 驅(qū)動(dòng)板為ED0438E驅(qū)動(dòng)板,其具有欠壓保護(hù)以及軟關(guān)斷功能。2 款驅(qū)動(dòng)性能參數(shù)見表1。
表1 驅(qū)動(dòng)板參數(shù)Table 1 Drive plate parameters
SiC 驅(qū)動(dòng)板單路輸出功率以及門極輸出電流均大于驅(qū)動(dòng)SiC MOSFET 所需的值,符合功率器件要求。
根據(jù)驅(qū)動(dòng)板所需的輸入電壓12 V,與現(xiàn)有IGBT 所用15 V 電源有區(qū)別,因此電源選擇28/12 V型HVTR2812S/HB 電源模塊,該系列電源模塊采用厚膜混合集成電路工藝,全金屬外殼密封封裝。電氣特性見表2。
表2 HVTR2812S/HB 電源模塊參數(shù)Table 2 Power module parameters of HVTR2812S/HB
該型電源模塊電壓精度較高,工作頻率大,具有欠壓保護(hù)、過流保護(hù)和短路保護(hù)等功能。
接插件選擇某企業(yè)的鋁合金外殼、9 接觸件排列、插座裝插孔及壓接式接插件。
電流傳感器選擇萊姆電流傳感器,該傳感器最大可測(cè)電流值達(dá)600 A。
控制系統(tǒng)主要包括故障檢測(cè)、位置信號(hào)傳輸及處理、信號(hào)隔離、控制信號(hào)產(chǎn)生及傳輸?shù)炔糠諿9],其組成原理如圖7 所示。
圖7 控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.7 Structure of control system
選用TI 公司TMS320F2812 的定點(diǎn)型數(shù)字信號(hào)處理(digital signal processing,DSP)主控芯片。該芯片時(shí)鐘頻率可達(dá)150 MHz,同時(shí)擁有豐富的外設(shè)資源,可展開快速、準(zhǔn)確的數(shù)字信號(hào)處理,同時(shí)具有2 個(gè)事件管理器,每個(gè)事件管理器可同時(shí)產(chǎn)生8 路脈寬調(diào)制(pulse width modulation,PWM)波形輸出[10]。2 812 芯片主要負(fù)責(zé)與上位機(jī)進(jìn)行通信,接受上位機(jī)傳輸指令;進(jìn)行控制算法主要實(shí)現(xiàn)設(shè)定占空比、根據(jù)占空比指令調(diào)整PWM 信號(hào)值、根據(jù)霍爾位置信號(hào)產(chǎn)生特定的驅(qū)動(dòng)信號(hào)、對(duì)故障信號(hào)即時(shí)響應(yīng)產(chǎn)生中斷以及實(shí)現(xiàn)保護(hù)功能。
復(fù)雜可編程邏輯器件(complex programmable logic device,CPLD)主要負(fù)責(zé)接受電機(jī)、逆變器及驅(qū)動(dòng)電路傳輸?shù)男盘?hào),包括霍爾位置信號(hào),電壓、電流及溫度檢測(cè)信號(hào)。為防止DSP 誤判,CPLD將上述信號(hào)經(jīng)過濾波和邏輯判斷后傳入DSP,起到保護(hù)DSP 的作用。同時(shí)CPLD 還接收來自DSP 傳出的PWM 信號(hào),并經(jīng)過邏輯處理后傳輸至驅(qū)動(dòng)電路。
電壓采集電路: 在工作中需要時(shí)刻監(jiān)測(cè)電壓情況,采集電路如圖8 所示,直流電壓經(jīng)濾波后,進(jìn)行運(yùn)算放大器AD8572 處理,再經(jīng)過濾波后傳入采集器件。
圖8 電壓采集電路Fig.8 Voltage sample circuit
電流檢測(cè)信號(hào)處理和過電流保護(hù)電路: 系統(tǒng)工作中需要對(duì)電流進(jìn)行檢測(cè),防止過電流。如圖9所示,電流信號(hào)經(jīng)過濾波和運(yùn)算放大器后,一路經(jīng)過比較器LM193D 與設(shè)定的電流值進(jìn)行比較,若超過所設(shè)定的電流值,就會(huì)產(chǎn)生過電流保護(hù)信號(hào),觸發(fā)中斷保護(hù),立刻關(guān)斷6 路PWM,另一路經(jīng)過運(yùn)放傳入電流采集器。
圖9 電流檢測(cè)及保護(hù)電路Fig.9 Current detection and protection circuit
PWM 電路: DSP 配置PWM 信號(hào)后,經(jīng)過光耦合器隔離并傳入CPLD 進(jìn)行處理,如圖10 所示。
圖10 PWM 傳輸電路Fig.10 PWM transmission circuit
霍爾信號(hào)處理電路: 如圖11 所示,HCPLM454 是一款高速光電耦合器件,主要負(fù)責(zé)對(duì)強(qiáng)電和弱電進(jìn)行隔離,預(yù)防強(qiáng)電產(chǎn)生的電磁波干擾弱電控制系統(tǒng)的正常工作,提高電機(jī)控制的穩(wěn)定性。
圖11 霍爾信號(hào)處理電路Fig.11 Hall signal processing circuit
電源轉(zhuǎn)換電路: 將外部電源提供的27 V 直流電源轉(zhuǎn)換成各子系統(tǒng)所需要的電壓(例如驅(qū)動(dòng)板所需的12 V 電壓以及DSP 外設(shè)所需的3.3 V 和1.8 V 電壓),如圖12 所示。
圖12 電源轉(zhuǎn)換電路Fig.12 Power source transfer circuit
故障傳輸電路: 檢測(cè)到的故障信號(hào)經(jīng)過光電耦合器隔離傳輸后,經(jīng)過濾波傳到CPLD 故障綜合處理模塊,如圖13 所示。
圖13 故障傳輸電路Fig.13 Fault transmission circuit
主控系統(tǒng)通信接口電路: 采用ISO1050 高速電隔離控制器局域網(wǎng)總線(controller area network,CAN)收發(fā)器,該收發(fā)器具有高達(dá)1 Mb/s 的信號(hào)傳輸速率,具有過壓及過熱保護(hù)功能,主要負(fù)責(zé)與特種裝備的控制平臺(tái)進(jìn)行通信,DSP 芯片輸出信號(hào)通過CANRXA、CANTXA 與CAN 控制芯片進(jìn)行通信,如圖14 所示。
圖14 CAN 通信接口電路Fig.14 CAN communication interface circuit
軟件開發(fā)平臺(tái)為CCS9.0,程序頂層主要包括順序主程序以及各部分中斷功能子函數(shù)。Main 函數(shù)主循環(huán)中主要對(duì)電機(jī)正常運(yùn)行、故障以及待機(jī)3 種工作狀態(tài)進(jìn)行判斷。如圖15所示,在進(jìn)行驅(qū)動(dòng)工作之前,首先要對(duì)DSP 各項(xiàng)狀態(tài)進(jìn)行初始化,完成系統(tǒng)初始化后,對(duì)系統(tǒng)工作狀態(tài)進(jìn)行檢測(cè)判斷,包括電流、電壓和過溫等,若檢測(cè)到系統(tǒng)發(fā)生故障,則進(jìn)行停機(jī)操作并等待故障指示;若系統(tǒng)工作狀態(tài)正常,則對(duì)電壓電流進(jìn)行采集,經(jīng)過濾波操作及故障判斷后,等待來自上位機(jī)的指令。待機(jī)狀態(tài)下仍需要進(jìn)行故障檢測(cè)才能啟動(dòng),以保證系統(tǒng)安全。
圖15 系統(tǒng)主程序流程圖Fig.15 Flow chart of system main program
系統(tǒng)初始化包括時(shí)鐘初始化、通用輸入輸出端口(general purpose input/output port,GPIO)初始化、事件管理器初始化、模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog to digital converter,ADC)初始化以及中斷初始化。其中時(shí)鐘初始化主要是對(duì)鎖相環(huán)(phase-locked loops,PLL)寄存器進(jìn)行配置,配置好系統(tǒng)工作所需要的時(shí)鐘頻率,包括倍頻、分頻等操作;GPIO 初始化主要是對(duì)引腳功能進(jìn)行設(shè)置;事件管理器初始化主要包括PWM 波的生成及霍爾位置信號(hào)處理;ADC初始化主要包括分頻及A/D 轉(zhuǎn)換;中斷初始化主要是對(duì)控制寄存器以及中斷向量表進(jìn)行配置。
在中斷函數(shù)中需要運(yùn)行各部分子功能,包括接觸器控制、霍爾信號(hào)獲取以及故障判斷和保護(hù)、PWM 換相狀態(tài)生成、占空比線性調(diào)節(jié)以及穩(wěn)速調(diào)節(jié)等。圖16 為PWM 中斷服務(wù)子程序流程圖。
圖16 中斷服務(wù)程序流程圖Fig.16 Flow chart of interrupt service program
無(wú)刷直流電機(jī)調(diào)速通過調(diào)節(jié)PWM 來實(shí)現(xiàn),由直流電機(jī)轉(zhuǎn)速公式可知,直流電機(jī)轉(zhuǎn)速與電樞電壓成正相關(guān),即
式中:n為轉(zhuǎn)速;U為電樞電壓;I為電樞電流;R為電樞回路的電阻;?為勵(lì)磁磁通;Ce為感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)常數(shù)。
當(dāng)通用定時(shí)器工作在連續(xù)遞增計(jì)數(shù)模式,可以產(chǎn)生對(duì)稱PWM 波形,計(jì)數(shù)操作開始前為低電平,電平保持不變直到第1 次比較匹配。第1 次比較匹配時(shí),低電平轉(zhuǎn)變?yōu)楦唠娖?保持不變直到第2 次比較匹配發(fā)生,第2 次比較匹配時(shí),高電平再次切換為低電平,所產(chǎn)生的PWM 占空比
式中:TxPR為通用定時(shí)器周期寄存器x的周期值;TxCMPR為通用定時(shí)器比較寄存器的比較值。
試驗(yàn)中通過調(diào)節(jié)PWM 占空比來控制功率管的通斷,進(jìn)一步控制電機(jī)轉(zhuǎn)速。假設(shè)此時(shí)PWM 占空比為D,在一個(gè)PWM 周期T1內(nèi),開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間為DT1,PWM 波形圖如圖17 所示。
圖17 PWM 波形Fig.17 Waveform of PWM
電機(jī)拓?fù)淙鐖D18 所示,不計(jì)繞組自感和自阻,假設(shè)此時(shí)通過程序控制T1和T2導(dǎo)通,電機(jī)A 相和C 相導(dǎo)通,開關(guān)管T1和T2死區(qū)為0,同時(shí)開通和關(guān)斷,則1 個(gè)PWM 周期內(nèi)施加到電機(jī)兩端電壓U的實(shí)際值為DU。將其代入式(7)即可計(jì)算電機(jī)轉(zhuǎn)速。
圖18 T1、T2 導(dǎo)通電機(jī)拓?fù)銯ig.18 Motor topology when T1,T2 conducting
試驗(yàn)平臺(tái)原理如圖19 所示,其中直流電源由直流發(fā)電機(jī)組提供,輸出電壓可調(diào);相電流經(jīng)過電流傳感器傳入數(shù)據(jù)采集器;鉗形電流表可直接測(cè)量相電流有效值。
圖19 試驗(yàn)原理框圖Fig.19 Block diagram of test principle
功率試驗(yàn)過程中,被測(cè)樣機(jī)經(jīng)聯(lián)軸節(jié)拖動(dòng)水力測(cè)功機(jī),改變測(cè)功機(jī)水壓即可調(diào)節(jié)負(fù)載。試驗(yàn)過程中需按時(shí)采集母線電壓電流、相電流和測(cè)功機(jī)數(shù)值等參數(shù),試驗(yàn)平臺(tái)如圖20 和圖21 所示。試驗(yàn)中無(wú)刷直流電機(jī)采用方波控制方式。
圖20 逆變器平臺(tái)Fig.20 Inverter platform
圖21 測(cè)試儀器及電源Fig.21 Test instruments and power supply
圖22 和圖23 分別為在電壓370 V、功率80 kW、開關(guān)頻率12.5 kHz 工況運(yùn)行過程中100%占空比時(shí)母線電流和母線電壓部分波形圖,母線電流均值為220 A,母線電壓均值為375 V。
圖22 母線電流波形Fig.22 Bus current waveform
圖23 母線電壓波形Fig.23 Bus voltage waveform
圖24 和圖25 分別為功率80 kW、開關(guān)頻率12.5 kHz 工況時(shí)電機(jī)效率以及輸入輸出功率曲線。
圖24 電機(jī)效率曲線Fig.24 Motor efficiency curve
表3 為采用SiC MOSFET 逆變器電機(jī)系統(tǒng)測(cè)得的電機(jī)功率及效率數(shù)據(jù),在功率80 kW、開關(guān)頻率12.5 kHz 工況下,使用SiC MOSFET 逆變器后電機(jī)效率達(dá)到95%左右。
表3 SiC MOSFET 逆變器電機(jī)功率及效率數(shù)據(jù)Table 3 SiC MOSFET inverter motor power and efficiency data
為了減小測(cè)功機(jī)測(cè)速不穩(wěn)帶來的電機(jī)效率偏差,對(duì)SiC MOSFET 逆變器電機(jī)系統(tǒng)進(jìn)行了多次功率試驗(yàn),圖26 為4 次功率試驗(yàn)測(cè)得電機(jī)效率曲線,測(cè)功機(jī)所測(cè)得電機(jī)效率均維持在95%左右。
圖26 SiC MOSFET 逆變器電機(jī)效率曲線Fig.26 SiC MOSFET inverter motor efficiency curves
對(duì)比試驗(yàn)功率器件選擇SEMiX453GB12E4s型IGBT 器件,表4 為SEMiX453GB12E4s 型IGBT器件逆變器電機(jī)測(cè)得的電機(jī)功率及效率數(shù)據(jù),使用IGBT 逆變器電機(jī)平均效率為92%左右。
表4 IGBT 逆變器電機(jī)功率及效率數(shù)據(jù)Table 4 IGBT inverter motor power and efficiency data
為了減小測(cè)功機(jī)測(cè)速不穩(wěn)帶來的電機(jī)效率偏差,對(duì)IGBT 逆變器電機(jī)系統(tǒng)進(jìn)行了多次功率試驗(yàn),圖27 為3 次功率試驗(yàn)測(cè)得電機(jī)效率曲線,測(cè)功機(jī)所測(cè)得電機(jī)效率均維持在92%~93%左右。
圖27 IGBT 逆變器電機(jī)效率曲線Fig.27 IGBT inverter motor efficiency curves
雖然測(cè)功機(jī)由于測(cè)速不穩(wěn)會(huì)導(dǎo)致測(cè)得電機(jī)效率有偏差,但測(cè)得的相對(duì)值是一定的,從上述數(shù)據(jù)對(duì)比可知,使用SiC MOSFET 逆變器后電機(jī)在開關(guān)頻率12.5 kHz、功率80 kW 時(shí)工作效率提升了2%左右。
在高頻下進(jìn)行試驗(yàn)時(shí),為了保證在較高開關(guān)頻率下的試驗(yàn)安全,將功率降到20 kW,保證100%占空比下轉(zhuǎn)速大于10 000 r/min。圖28 和圖29 為功率20 kW、開關(guān)頻率為12.5 kHz 和30 kHz、占空比為70%時(shí)電機(jī)相電流波形對(duì)比,可見開關(guān)頻率提高后,電機(jī)相電流脈動(dòng)有較大改善。
圖28 開關(guān)頻率12.5 kHz 時(shí)相電流波形Fig.28 Phase current waveform at a switching frequency
圖29 開關(guān)頻率30 kHz 時(shí)相電流波形Fig.29 Phase current waveform at a switching frequency of 30 kHz
針對(duì)由于IGBT 功率器件開關(guān)性能缺陷,導(dǎo)致水下航行器大功率高速電機(jī)應(yīng)用中轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)大、效率不夠高的問題,將SiC MOSFET 應(yīng)用于水下航行器高速電機(jī)逆變器,首先對(duì)功率器件損耗進(jìn)行分析,得到開關(guān)損耗與器件開關(guān)頻率、開關(guān)速度的關(guān)系,然后在Matlab 中搭建電機(jī)平臺(tái)對(duì)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)隨開關(guān)頻率變化進(jìn)行仿真,并在PSpice 中對(duì)SiC MOSFET 和IGBT 損耗隨開關(guān)頻率及溫度變化進(jìn)行仿真。仿真結(jié)果顯示,在不同溫度及開關(guān)頻率下SiC MOSFET 損耗均小于IGBT。最后搭建功率80 kW 試驗(yàn)平臺(tái),在開關(guān)頻率12.5 kHz、功率80 kW 上下對(duì)SiC 逆變器及IGBT 逆變器進(jìn)行對(duì)比,試驗(yàn)結(jié)果表明,在該工況下SiC MOSFET 可以逆變器效率提升2%左右,且在高頻工作下SiC 逆變器對(duì)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)改善的效果較明顯,后續(xù)需要對(duì)散熱器及無(wú)源器件進(jìn)行小型化設(shè)計(jì),進(jìn)一步減小系統(tǒng)體積,提高系統(tǒng)功率密度,充分發(fā)揮SiC 器件的優(yōu)勢(shì)。