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水下大功率高速電機(jī)SiC MOSFET逆變器設(shè)計(jì)及對(duì)比

2024-01-13 12:17:42胡利民劉國(guó)海劉亞兵馬恩林
關(guān)鍵詞:相電流器件損耗

翟 理,汪 洋,胡利民,劉國(guó)海,劉亞兵,馬恩林

(中國(guó)船舶集團(tuán)有限公司 第705 研究所昆明分部,云南 昆明,650101)

0 引言

水下航行器正朝著遠(yuǎn)航程、大潛深和低噪音的方向發(fā)展,因此提升能量密度、拓寬航速范圍和改善航行噪音等成為水下航行器動(dòng)力推進(jìn)技術(shù)的發(fā)展方向[1]。

逆變器作為水下航行器電機(jī)控制系統(tǒng)的核心部件之一,承擔(dān)著能量變換和電機(jī)驅(qū)動(dòng)等關(guān)鍵作用,而傳統(tǒng)逆變器功率器件大都使用Si 基功率器件。在高速大功率電機(jī)應(yīng)用中,由于絕緣柵雙極晶體管(insulate-gate bipolar transistor,IGBT)開關(guān)性能限制導(dǎo)致相電流換相周期內(nèi)斬波次數(shù)不夠,給電機(jī)帶來較大的轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)和相電流脈動(dòng)。金氧半場(chǎng)效晶體管(metal-oxide-semiconductor field-effect transistor,MOSFET)開關(guān)頻率高,但其功率等級(jí)較低[2]。這2 種Si 基功率器件目前均難以勝任同時(shí)需要較高功率和較高開關(guān)頻率需求的應(yīng)用場(chǎng)合,并且2 者在高頻工作下?lián)p耗均會(huì)加劇,致使航行器效率和功率密度進(jìn)一步降低。

劉學(xué)超等[3]研制了一種SiC 三相雙向逆變式變換器,將功率開關(guān)器件的開關(guān)工作頻率提高到60 kHz,使20 kVA 雙向逆變式變換器實(shí)驗(yàn)樣機(jī)在更高開關(guān)頻率下實(shí)現(xiàn)整機(jī)最高效率接近于99%。韓鵬程等[4]設(shè)計(jì)基于SiC MOSFET 的三相H 橋逆變器系統(tǒng),相比于Si MOSFET 系統(tǒng),新型SiC MOSFET 空載芯片溫升為1.1 ℃,帶載芯片溫升為6.6 ℃,可將體積質(zhì)量減小至30 %以下,并且效率從92%提升至96%,能耗減小至50%以下。蘇杭等[5]設(shè)計(jì)了汽車用7.5 kW SiC 逆變器,并通過試驗(yàn)得到試驗(yàn)樣機(jī)的開關(guān)頻率為 100 kHz,理論效率可達(dá) 97.5%。李東等[6]研究基于SiC 器件的車輛輔助變流逆變器,通過實(shí)驗(yàn)得到在提高開關(guān)頻率的同時(shí),減小了輔助變流器輸出濾波電感電容的體積和質(zhì)量,提高了系統(tǒng)效率,并減小了功率模塊溫升。李鳳祿[7]研制了一款基于全SiC 器件的地鐵輔助變流器樣機(jī)并進(jìn)行了相關(guān)仿真和實(shí)驗(yàn)測(cè)試,得到逆變器的效率為99.188%。馬?;踇8]將SiC 器件運(yùn)用于逆變器系統(tǒng),對(duì)此系統(tǒng)分別在功率損耗、效率、器件結(jié)溫、運(yùn)行費(fèi)用和預(yù)估投資收益等方面進(jìn)行了對(duì)比研究。結(jié)果表明,在功率損耗、效率和結(jié)溫方面,SiC 逆變器系統(tǒng)明顯優(yōu)于Si 逆變器系統(tǒng);SiC逆變器系統(tǒng)雖初始投資較高,但長(zhǎng)遠(yuǎn)的運(yùn)行費(fèi)用和收益均優(yōu)于Si 逆變器系統(tǒng)。

文中對(duì)功率需求120 kW、開關(guān)頻率20 kHz 以上樣機(jī)SiC MOSFET 逆變器進(jìn)行軟硬件設(shè)計(jì)并進(jìn)行試驗(yàn)對(duì)比,首先在功率80 kW、開關(guān)頻率12.5 kHz 下進(jìn)行功率試驗(yàn)對(duì)比,結(jié)果顯示: 相比IGBT,采用SiC MOSFET 后電機(jī)效率提升2%;然后在功率20 kW 附近對(duì)比了開關(guān)頻率12.5 kHz 和30 kHz下相電流脈動(dòng),結(jié)果顯示,使用SiC MOSFET 后,在高開關(guān)頻率工作下電機(jī)相電流脈動(dòng)有較大改善。

1 功率器件損耗分析

功率器件損耗主要來自導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗。導(dǎo)通損耗由功率器件飽和導(dǎo)通壓降及導(dǎo)通電阻產(chǎn)生;開關(guān)損耗是由于功率器件開關(guān)過程中電壓電流不是瞬間完成,存在重疊而引起,開關(guān)損耗與器件開關(guān)性能有關(guān),開關(guān)速度越快,開關(guān)損耗越小。當(dāng)開關(guān)頻率不夠高時(shí),導(dǎo)通損耗占主要部分,開關(guān)頻率升高后,開關(guān)損耗逐漸增大。以MOSFET器件為例,其導(dǎo)通損耗

式中:Id為器件開通后漏極電流;Rds(on)為器件導(dǎo)通電阻。器件開通及關(guān)斷過程如圖1 和圖2 所示。

圖1 功率器件開通過程Fig.1 Turn-on process of power device

圖2 功率器件關(guān)斷過程Fig.2 Turn-off process of power device

圖中,t0:Vgs從0 開始上升,此階段電壓被寄生電容Cgs所吸收,器件漏極電流和漏源電壓均未發(fā)生變化。

t1: 此時(shí)器件工作于恒流區(qū),Vgs持續(xù)上升,但電壓用于寄生電容Cgs充電,Vds保持不變,Id上升。

t2: 此階段Vgs主要被Cgd吸收,又稱為米勒平臺(tái)Vsp,平臺(tái)時(shí)長(zhǎng)主要與Cgd相關(guān),器件逐漸開通,Vds下降。

t3: 器件逐漸完全開通,Vgs上升到驅(qū)動(dòng)電壓值,Vds下降到飽和導(dǎo)通。

t4: 柵源電壓Vgs隨驅(qū)動(dòng)電壓降低,器件開始關(guān)斷,此時(shí)柵源電容Cgs開始放電,漏極電流Id保持不變。

t5:Vgs下降至米勒平臺(tái),此時(shí)Cgd放電,漏源電壓Vds逐漸上升,Id保持不變。

t6:Cgd放電結(jié)束,米勒平臺(tái)結(jié)束,Vds上升到器件兩端電壓值,漏極電流Id逐漸下降,Vgs下降至閾值電壓Vgs(th)。

t7:Vgs下降至0,關(guān)斷過程結(jié)束。

MOSFET 開關(guān)損耗

式中:Eon和Eoff分別為器件開通階段和關(guān)斷階段的損耗;t1+t2 為漏極電流Id從0%上升到漏源電壓Vds下降至0%的時(shí)間;t5+t6 為漏極電流Id從100%下降到漏源電壓Vds上升至100%的時(shí)間;f為開關(guān)頻率??梢婇_關(guān)損耗與開關(guān)頻率成正相關(guān),并且與開關(guān)速度相關(guān),開關(guān)速度越快,漏源電壓和漏極電流重疊時(shí)間越短,開關(guān)損耗越小。關(guān)斷過程與開通過程相似,在此不再贅述。

1.1 相電流脈動(dòng)及功率器件損耗仿真

在Matlab 中搭建雙閉環(huán)霍爾無(wú)刷直流電機(jī)系統(tǒng),通過改變系統(tǒng)開關(guān)頻率得到電機(jī)相電流脈動(dòng)隨開關(guān)頻率變化如圖3 和圖4 所示,可見相電流脈動(dòng)隨開關(guān)頻率增大而減小。

圖3 開關(guān)頻率12.5 kHz 相電流仿真Fig.3 Phase current simulation of 12.5 kHz switching frequency

圖4 開關(guān)頻率30 kHz 相電流仿真Fig.4 Phase current simulation of 30 kHz switching frequency

在PSpice 中 對(duì)SiC MOSFET 及IGBT 進(jìn)行雙脈沖仿真,在25℃下對(duì)比開關(guān)頻率5 kHz 和50 kHz時(shí)IGBT 和SiC MOSFET 損耗如圖5 所示。在固定開關(guān)頻率5 kHz 下對(duì)比溫度25 ℃和100 ℃時(shí)IGBT 和SiC MOSFET 損耗如圖6 所示。仿真結(jié)果顯示,功率器件損耗隨開關(guān)頻率增大而增大,這與數(shù)學(xué)分析相符,隨溫度升高器件損耗也會(huì)增大,且SiC MOSFET在不同溫度及開關(guān)頻率下,損耗均小于IGBT。

圖5 不同開關(guān)頻率下開關(guān)損耗隨時(shí)間變化仿真Fig.5 Simulation of switching loss changing with time at different switching frequencies

圖6 不同溫度下開關(guān)損耗隨時(shí)間變化仿真Fig.6 Simulation of switching loss changing with time at different temperatures

2 逆變器軟硬件設(shè)計(jì)

2.1 SiC MOSFET 及驅(qū)動(dòng)選型

現(xiàn)有某水下動(dòng)力裝置需求為載波頻率不低于20 kHz,樣機(jī)帶載能力不低于120 kW,現(xiàn)有IGBT不能滿足如此高的開關(guān)頻率,因此選用SiC MOSFET器件。根據(jù)樣機(jī)帶載能力不低于120 kW 這個(gè)指標(biāo),假設(shè)樣機(jī)效率為90%,根據(jù)UinIin=P輸入φ=P輸出,其中φ為效率、Uin為輸入電壓、Iin為輸入電流,可得輸入功率需達(dá)到130 kW。若假設(shè)樣機(jī)在600 V 電壓條件下工作,其工作電流可達(dá)到216 A。在留有2 倍安全裕量的條件下,需選用電壓不小于1 200 V,電流不小于432 A 的SiCMOSFET 功率器件。

經(jīng)過對(duì)比,選用BSM600D12P3G001 型SiC MOSFET 功率器件,該器件具有1 200 V,574 A 電壓和電流等級(jí),最大電流可達(dá)1 200 A,能夠勝任項(xiàng)目變壓器所需的電壓電流。SiC MOSFET 電路模型中包含SiC MOSFET 開關(guān)管和SiC SBD 續(xù)流二極管,能夠同時(shí)減小開通損耗和續(xù)流損耗,對(duì)比器件選擇SEMiX453GB12E4s 型Si 基IGBT 器件,該款器件具有1 200 V,526 A 電壓和電流等級(jí),最大電流達(dá)1 350 A。

根據(jù)其門極電荷在Vgs=18 V 工作電壓時(shí)為Qg=1 500 nC,電壓擺幅ΔVgs=26 V,工作頻率f=20 kHz,由公式

可以計(jì)算出驅(qū)動(dòng)模塊所需具備的輸出功率PDRV=0.98 W,由公式

其中:Rin為門極驅(qū)動(dòng)內(nèi)阻;Rex為門極驅(qū)動(dòng)外阻,將數(shù)據(jù)手冊(cè)中SiC MOSFET 門極內(nèi)阻RGint=1.4 Ω 值代入式(5)中,此時(shí)Rin=RGint=1.4 Ω,Rex=0 Ω,即可以計(jì)算出驅(qū)動(dòng)所需要具備的峰值驅(qū)動(dòng)工作電流Iout=ΔVgs/RGint=18.5 A。

電機(jī)驅(qū)動(dòng)方案有很多,常見的是選用內(nèi)部集成驅(qū)動(dòng)、保護(hù)及檢測(cè)等電路的驅(qū)動(dòng)模塊,可以大大縮短開發(fā)時(shí)間周期,簡(jiǎn)化電路。根據(jù)以上計(jì)算的性能參數(shù)需求選取2FSD0420-EDC 驅(qū)動(dòng)板,其是一款采用EconoDUALTM 封裝的SiC MOSFET 數(shù)字驅(qū)動(dòng)板,用于試驗(yàn)對(duì)比的IGBT 驅(qū)動(dòng)板為ED0438E驅(qū)動(dòng)板,其具有欠壓保護(hù)以及軟關(guān)斷功能。2 款驅(qū)動(dòng)性能參數(shù)見表1。

表1 驅(qū)動(dòng)板參數(shù)Table 1 Drive plate parameters

SiC 驅(qū)動(dòng)板單路輸出功率以及門極輸出電流均大于驅(qū)動(dòng)SiC MOSFET 所需的值,符合功率器件要求。

根據(jù)驅(qū)動(dòng)板所需的輸入電壓12 V,與現(xiàn)有IGBT 所用15 V 電源有區(qū)別,因此電源選擇28/12 V型HVTR2812S/HB 電源模塊,該系列電源模塊采用厚膜混合集成電路工藝,全金屬外殼密封封裝。電氣特性見表2。

表2 HVTR2812S/HB 電源模塊參數(shù)Table 2 Power module parameters of HVTR2812S/HB

該型電源模塊電壓精度較高,工作頻率大,具有欠壓保護(hù)、過流保護(hù)和短路保護(hù)等功能。

接插件選擇某企業(yè)的鋁合金外殼、9 接觸件排列、插座裝插孔及壓接式接插件。

電流傳感器選擇萊姆電流傳感器,該傳感器最大可測(cè)電流值達(dá)600 A。

2.2 外圍電路設(shè)計(jì)

控制系統(tǒng)主要包括故障檢測(cè)、位置信號(hào)傳輸及處理、信號(hào)隔離、控制信號(hào)產(chǎn)生及傳輸?shù)炔糠諿9],其組成原理如圖7 所示。

圖7 控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)Fig.7 Structure of control system

選用TI 公司TMS320F2812 的定點(diǎn)型數(shù)字信號(hào)處理(digital signal processing,DSP)主控芯片。該芯片時(shí)鐘頻率可達(dá)150 MHz,同時(shí)擁有豐富的外設(shè)資源,可展開快速、準(zhǔn)確的數(shù)字信號(hào)處理,同時(shí)具有2 個(gè)事件管理器,每個(gè)事件管理器可同時(shí)產(chǎn)生8 路脈寬調(diào)制(pulse width modulation,PWM)波形輸出[10]。2 812 芯片主要負(fù)責(zé)與上位機(jī)進(jìn)行通信,接受上位機(jī)傳輸指令;進(jìn)行控制算法主要實(shí)現(xiàn)設(shè)定占空比、根據(jù)占空比指令調(diào)整PWM 信號(hào)值、根據(jù)霍爾位置信號(hào)產(chǎn)生特定的驅(qū)動(dòng)信號(hào)、對(duì)故障信號(hào)即時(shí)響應(yīng)產(chǎn)生中斷以及實(shí)現(xiàn)保護(hù)功能。

復(fù)雜可編程邏輯器件(complex programmable logic device,CPLD)主要負(fù)責(zé)接受電機(jī)、逆變器及驅(qū)動(dòng)電路傳輸?shù)男盘?hào),包括霍爾位置信號(hào),電壓、電流及溫度檢測(cè)信號(hào)。為防止DSP 誤判,CPLD將上述信號(hào)經(jīng)過濾波和邏輯判斷后傳入DSP,起到保護(hù)DSP 的作用。同時(shí)CPLD 還接收來自DSP 傳出的PWM 信號(hào),并經(jīng)過邏輯處理后傳輸至驅(qū)動(dòng)電路。

電壓采集電路: 在工作中需要時(shí)刻監(jiān)測(cè)電壓情況,采集電路如圖8 所示,直流電壓經(jīng)濾波后,進(jìn)行運(yùn)算放大器AD8572 處理,再經(jīng)過濾波后傳入采集器件。

圖8 電壓采集電路Fig.8 Voltage sample circuit

電流檢測(cè)信號(hào)處理和過電流保護(hù)電路: 系統(tǒng)工作中需要對(duì)電流進(jìn)行檢測(cè),防止過電流。如圖9所示,電流信號(hào)經(jīng)過濾波和運(yùn)算放大器后,一路經(jīng)過比較器LM193D 與設(shè)定的電流值進(jìn)行比較,若超過所設(shè)定的電流值,就會(huì)產(chǎn)生過電流保護(hù)信號(hào),觸發(fā)中斷保護(hù),立刻關(guān)斷6 路PWM,另一路經(jīng)過運(yùn)放傳入電流采集器。

圖9 電流檢測(cè)及保護(hù)電路Fig.9 Current detection and protection circuit

PWM 電路: DSP 配置PWM 信號(hào)后,經(jīng)過光耦合器隔離并傳入CPLD 進(jìn)行處理,如圖10 所示。

圖10 PWM 傳輸電路Fig.10 PWM transmission circuit

霍爾信號(hào)處理電路: 如圖11 所示,HCPLM454 是一款高速光電耦合器件,主要負(fù)責(zé)對(duì)強(qiáng)電和弱電進(jìn)行隔離,預(yù)防強(qiáng)電產(chǎn)生的電磁波干擾弱電控制系統(tǒng)的正常工作,提高電機(jī)控制的穩(wěn)定性。

圖11 霍爾信號(hào)處理電路Fig.11 Hall signal processing circuit

電源轉(zhuǎn)換電路: 將外部電源提供的27 V 直流電源轉(zhuǎn)換成各子系統(tǒng)所需要的電壓(例如驅(qū)動(dòng)板所需的12 V 電壓以及DSP 外設(shè)所需的3.3 V 和1.8 V 電壓),如圖12 所示。

圖12 電源轉(zhuǎn)換電路Fig.12 Power source transfer circuit

故障傳輸電路: 檢測(cè)到的故障信號(hào)經(jīng)過光電耦合器隔離傳輸后,經(jīng)過濾波傳到CPLD 故障綜合處理模塊,如圖13 所示。

圖13 故障傳輸電路Fig.13 Fault transmission circuit

主控系統(tǒng)通信接口電路: 采用ISO1050 高速電隔離控制器局域網(wǎng)總線(controller area network,CAN)收發(fā)器,該收發(fā)器具有高達(dá)1 Mb/s 的信號(hào)傳輸速率,具有過壓及過熱保護(hù)功能,主要負(fù)責(zé)與特種裝備的控制平臺(tái)進(jìn)行通信,DSP 芯片輸出信號(hào)通過CANRXA、CANTXA 與CAN 控制芯片進(jìn)行通信,如圖14 所示。

圖14 CAN 通信接口電路Fig.14 CAN communication interface circuit

2.3 主程序及中斷

軟件開發(fā)平臺(tái)為CCS9.0,程序頂層主要包括順序主程序以及各部分中斷功能子函數(shù)。Main 函數(shù)主循環(huán)中主要對(duì)電機(jī)正常運(yùn)行、故障以及待機(jī)3 種工作狀態(tài)進(jìn)行判斷。如圖15所示,在進(jìn)行驅(qū)動(dòng)工作之前,首先要對(duì)DSP 各項(xiàng)狀態(tài)進(jìn)行初始化,完成系統(tǒng)初始化后,對(duì)系統(tǒng)工作狀態(tài)進(jìn)行檢測(cè)判斷,包括電流、電壓和過溫等,若檢測(cè)到系統(tǒng)發(fā)生故障,則進(jìn)行停機(jī)操作并等待故障指示;若系統(tǒng)工作狀態(tài)正常,則對(duì)電壓電流進(jìn)行采集,經(jīng)過濾波操作及故障判斷后,等待來自上位機(jī)的指令。待機(jī)狀態(tài)下仍需要進(jìn)行故障檢測(cè)才能啟動(dòng),以保證系統(tǒng)安全。

圖15 系統(tǒng)主程序流程圖Fig.15 Flow chart of system main program

系統(tǒng)初始化包括時(shí)鐘初始化、通用輸入輸出端口(general purpose input/output port,GPIO)初始化、事件管理器初始化、模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog to digital converter,ADC)初始化以及中斷初始化。其中時(shí)鐘初始化主要是對(duì)鎖相環(huán)(phase-locked loops,PLL)寄存器進(jìn)行配置,配置好系統(tǒng)工作所需要的時(shí)鐘頻率,包括倍頻、分頻等操作;GPIO 初始化主要是對(duì)引腳功能進(jìn)行設(shè)置;事件管理器初始化主要包括PWM 波的生成及霍爾位置信號(hào)處理;ADC初始化主要包括分頻及A/D 轉(zhuǎn)換;中斷初始化主要是對(duì)控制寄存器以及中斷向量表進(jìn)行配置。

在中斷函數(shù)中需要運(yùn)行各部分子功能,包括接觸器控制、霍爾信號(hào)獲取以及故障判斷和保護(hù)、PWM 換相狀態(tài)生成、占空比線性調(diào)節(jié)以及穩(wěn)速調(diào)節(jié)等。圖16 為PWM 中斷服務(wù)子程序流程圖。

圖16 中斷服務(wù)程序流程圖Fig.16 Flow chart of interrupt service program

無(wú)刷直流電機(jī)調(diào)速通過調(diào)節(jié)PWM 來實(shí)現(xiàn),由直流電機(jī)轉(zhuǎn)速公式可知,直流電機(jī)轉(zhuǎn)速與電樞電壓成正相關(guān),即

式中:n為轉(zhuǎn)速;U為電樞電壓;I為電樞電流;R為電樞回路的電阻;?為勵(lì)磁磁通;Ce為感應(yīng)電動(dòng)勢(shì)常數(shù)。

當(dāng)通用定時(shí)器工作在連續(xù)遞增計(jì)數(shù)模式,可以產(chǎn)生對(duì)稱PWM 波形,計(jì)數(shù)操作開始前為低電平,電平保持不變直到第1 次比較匹配。第1 次比較匹配時(shí),低電平轉(zhuǎn)變?yōu)楦唠娖?保持不變直到第2 次比較匹配發(fā)生,第2 次比較匹配時(shí),高電平再次切換為低電平,所產(chǎn)生的PWM 占空比

式中:TxPR為通用定時(shí)器周期寄存器x的周期值;TxCMPR為通用定時(shí)器比較寄存器的比較值。

試驗(yàn)中通過調(diào)節(jié)PWM 占空比來控制功率管的通斷,進(jìn)一步控制電機(jī)轉(zhuǎn)速。假設(shè)此時(shí)PWM 占空比為D,在一個(gè)PWM 周期T1內(nèi),開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間為DT1,PWM 波形圖如圖17 所示。

圖17 PWM 波形Fig.17 Waveform of PWM

電機(jī)拓?fù)淙鐖D18 所示,不計(jì)繞組自感和自阻,假設(shè)此時(shí)通過程序控制T1和T2導(dǎo)通,電機(jī)A 相和C 相導(dǎo)通,開關(guān)管T1和T2死區(qū)為0,同時(shí)開通和關(guān)斷,則1 個(gè)PWM 周期內(nèi)施加到電機(jī)兩端電壓U的實(shí)際值為DU。將其代入式(7)即可計(jì)算電機(jī)轉(zhuǎn)速。

圖18 T1、T2 導(dǎo)通電機(jī)拓?fù)銯ig.18 Motor topology when T1,T2 conducting

3 功率試驗(yàn)

試驗(yàn)平臺(tái)原理如圖19 所示,其中直流電源由直流發(fā)電機(jī)組提供,輸出電壓可調(diào);相電流經(jīng)過電流傳感器傳入數(shù)據(jù)采集器;鉗形電流表可直接測(cè)量相電流有效值。

圖19 試驗(yàn)原理框圖Fig.19 Block diagram of test principle

功率試驗(yàn)過程中,被測(cè)樣機(jī)經(jīng)聯(lián)軸節(jié)拖動(dòng)水力測(cè)功機(jī),改變測(cè)功機(jī)水壓即可調(diào)節(jié)負(fù)載。試驗(yàn)過程中需按時(shí)采集母線電壓電流、相電流和測(cè)功機(jī)數(shù)值等參數(shù),試驗(yàn)平臺(tái)如圖20 和圖21 所示。試驗(yàn)中無(wú)刷直流電機(jī)采用方波控制方式。

圖20 逆變器平臺(tái)Fig.20 Inverter platform

圖21 測(cè)試儀器及電源Fig.21 Test instruments and power supply

圖22 和圖23 分別為在電壓370 V、功率80 kW、開關(guān)頻率12.5 kHz 工況運(yùn)行過程中100%占空比時(shí)母線電流和母線電壓部分波形圖,母線電流均值為220 A,母線電壓均值為375 V。

圖22 母線電流波形Fig.22 Bus current waveform

圖23 母線電壓波形Fig.23 Bus voltage waveform

圖24 和圖25 分別為功率80 kW、開關(guān)頻率12.5 kHz 工況時(shí)電機(jī)效率以及輸入輸出功率曲線。

圖24 電機(jī)效率曲線Fig.24 Motor efficiency curve

表3 為采用SiC MOSFET 逆變器電機(jī)系統(tǒng)測(cè)得的電機(jī)功率及效率數(shù)據(jù),在功率80 kW、開關(guān)頻率12.5 kHz 工況下,使用SiC MOSFET 逆變器后電機(jī)效率達(dá)到95%左右。

表3 SiC MOSFET 逆變器電機(jī)功率及效率數(shù)據(jù)Table 3 SiC MOSFET inverter motor power and efficiency data

為了減小測(cè)功機(jī)測(cè)速不穩(wěn)帶來的電機(jī)效率偏差,對(duì)SiC MOSFET 逆變器電機(jī)系統(tǒng)進(jìn)行了多次功率試驗(yàn),圖26 為4 次功率試驗(yàn)測(cè)得電機(jī)效率曲線,測(cè)功機(jī)所測(cè)得電機(jī)效率均維持在95%左右。

圖26 SiC MOSFET 逆變器電機(jī)效率曲線Fig.26 SiC MOSFET inverter motor efficiency curves

對(duì)比試驗(yàn)功率器件選擇SEMiX453GB12E4s型IGBT 器件,表4 為SEMiX453GB12E4s 型IGBT器件逆變器電機(jī)測(cè)得的電機(jī)功率及效率數(shù)據(jù),使用IGBT 逆變器電機(jī)平均效率為92%左右。

表4 IGBT 逆變器電機(jī)功率及效率數(shù)據(jù)Table 4 IGBT inverter motor power and efficiency data

為了減小測(cè)功機(jī)測(cè)速不穩(wěn)帶來的電機(jī)效率偏差,對(duì)IGBT 逆變器電機(jī)系統(tǒng)進(jìn)行了多次功率試驗(yàn),圖27 為3 次功率試驗(yàn)測(cè)得電機(jī)效率曲線,測(cè)功機(jī)所測(cè)得電機(jī)效率均維持在92%~93%左右。

圖27 IGBT 逆變器電機(jī)效率曲線Fig.27 IGBT inverter motor efficiency curves

雖然測(cè)功機(jī)由于測(cè)速不穩(wěn)會(huì)導(dǎo)致測(cè)得電機(jī)效率有偏差,但測(cè)得的相對(duì)值是一定的,從上述數(shù)據(jù)對(duì)比可知,使用SiC MOSFET 逆變器后電機(jī)在開關(guān)頻率12.5 kHz、功率80 kW 時(shí)工作效率提升了2%左右。

在高頻下進(jìn)行試驗(yàn)時(shí),為了保證在較高開關(guān)頻率下的試驗(yàn)安全,將功率降到20 kW,保證100%占空比下轉(zhuǎn)速大于10 000 r/min。圖28 和圖29 為功率20 kW、開關(guān)頻率為12.5 kHz 和30 kHz、占空比為70%時(shí)電機(jī)相電流波形對(duì)比,可見開關(guān)頻率提高后,電機(jī)相電流脈動(dòng)有較大改善。

圖28 開關(guān)頻率12.5 kHz 時(shí)相電流波形Fig.28 Phase current waveform at a switching frequency

圖29 開關(guān)頻率30 kHz 時(shí)相電流波形Fig.29 Phase current waveform at a switching frequency of 30 kHz

4 結(jié)束語(yǔ)

針對(duì)由于IGBT 功率器件開關(guān)性能缺陷,導(dǎo)致水下航行器大功率高速電機(jī)應(yīng)用中轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)大、效率不夠高的問題,將SiC MOSFET 應(yīng)用于水下航行器高速電機(jī)逆變器,首先對(duì)功率器件損耗進(jìn)行分析,得到開關(guān)損耗與器件開關(guān)頻率、開關(guān)速度的關(guān)系,然后在Matlab 中搭建電機(jī)平臺(tái)對(duì)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)隨開關(guān)頻率變化進(jìn)行仿真,并在PSpice 中對(duì)SiC MOSFET 和IGBT 損耗隨開關(guān)頻率及溫度變化進(jìn)行仿真。仿真結(jié)果顯示,在不同溫度及開關(guān)頻率下SiC MOSFET 損耗均小于IGBT。最后搭建功率80 kW 試驗(yàn)平臺(tái),在開關(guān)頻率12.5 kHz、功率80 kW 上下對(duì)SiC 逆變器及IGBT 逆變器進(jìn)行對(duì)比,試驗(yàn)結(jié)果表明,在該工況下SiC MOSFET 可以逆變器效率提升2%左右,且在高頻工作下SiC 逆變器對(duì)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)改善的效果較明顯,后續(xù)需要對(duì)散熱器及無(wú)源器件進(jìn)行小型化設(shè)計(jì),進(jìn)一步減小系統(tǒng)體積,提高系統(tǒng)功率密度,充分發(fā)揮SiC 器件的優(yōu)勢(shì)。

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