楊 晨, 黃平林

(江蘇大學(xué) 機(jī)械工程學(xué)院,江蘇 鎮(zhèn)江 212013)

0 引 言

具有高頻開關(guān)特性的三相電壓源逆變器(VSI),憑借其諧波含量低的優(yōu)點(diǎn)近年來在電機(jī)驅(qū)動(dòng)領(lǐng)域得到了廣泛應(yīng)用。然而在功率轉(zhuǎn)換電路的快速開關(guān)動(dòng)作中,較大的dV/dt會(huì)在電機(jī)側(cè)產(chǎn)生高峰值、高頻的共模電壓(CMV)。這種共模噪聲會(huì)通過各種寄生共模路徑產(chǎn)生接地漏電流[1-2],產(chǎn)生影響其他系統(tǒng)運(yùn)行的傳導(dǎo)或輻射電磁干擾(EMI)[3-6],同時(shí)產(chǎn)生較大的軸電壓降低軸承的使用壽命[7-8]。

由于共模電壓帶來的相關(guān)問題可以通過無源和有源共模衰減技術(shù)來抑制。無源衰減技術(shù)包括使用共模濾波器[8]、共模扼流圈[9]或是改變逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)等[10]。有源共模衰減技術(shù)使用零矢量電壓調(diào)制策略來降低共模電壓峰值,避免導(dǎo)致最高共模電壓的出現(xiàn),諸如非零矢量脈寬調(diào)制(NSPWM)[11]、三態(tài)脈寬調(diào)制(TSPWM)[12]、等效零矢量脈寬調(diào)制(AZSPWM)[13]等。

TSPWM算法相較于其他的共模電壓抑制算法,因具有開關(guān)損耗更低、線性調(diào)制區(qū)域無限制以及電流諧波更小的優(yōu)點(diǎn)[14]而受到了廣泛關(guān)注。文獻(xiàn)[15]提出了一種根據(jù)轉(zhuǎn)速實(shí)現(xiàn)變載頻分段異步調(diào)制的同時(shí)根據(jù)相電流幅值動(dòng)態(tài)地改變鉗位模式的多模式TSPWM調(diào)制模式以提高控制效率。文獻(xiàn)[16]在TSPWM調(diào)制策略的基礎(chǔ)上加入了一種電壓重構(gòu)型過調(diào)制策略,提高了TSPWM的調(diào)制范圍。文獻(xiàn)[17-18]提出了基于基本電壓矢量作用時(shí)間的TSPWM實(shí)現(xiàn)方法,并且根據(jù)逆變器側(cè)功率因數(shù)選取鉗位區(qū)間來最大程度地降低開關(guān)損耗。文獻(xiàn)[19-20]提出了一種TSPMM的調(diào)制方波來降低雙三相驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的共模電壓。

本文在分析電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)共模電壓的基礎(chǔ)上,研究了TSPWM的調(diào)制波與載波的實(shí)現(xiàn)方式,并通過仿真與試驗(yàn),驗(yàn)證了其有效性,為TSPWM調(diào)制的工程應(yīng)用提供了一種有效方式。

1 電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)共模電壓分析

對(duì)于電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)而言,如果使用傳統(tǒng)的空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM),由于零矢量(000與111)開關(guān)狀態(tài)的存在會(huì)導(dǎo)致共模電壓在一個(gè)周期內(nèi)出現(xiàn)了±Vdc/2峰值。

而對(duì)于TSPWM這種調(diào)制,其低調(diào)制L區(qū)在一個(gè)扇區(qū)內(nèi)僅使用共模電壓極性相同的電壓矢量合成參考矢量,如表1和表2所示;而在高調(diào)制H區(qū)則是直接棄用零矢量來合成參考矢量,使得TSPWM調(diào)制始終生成峰峰值為±Vdc/3的CMV,如表3所示。

表1 TSPWM低調(diào)制比扇區(qū)I、III與V內(nèi)開關(guān)狀態(tài)與共模電

表2 TSPWM低調(diào)制比扇區(qū)II、IV與VI內(nèi)開關(guān)狀態(tài)與共模電壓

表3 TSPWM高調(diào)制比開關(guān)狀態(tài)與共模電壓

2 TSPWM調(diào)制算法等效實(shí)現(xiàn)方式

2.1 基于載波的TSPWM調(diào)制波等效實(shí)現(xiàn)算法

傳統(tǒng)的TSPWM調(diào)制算法在抑制共模電壓的峰值與減小開關(guān)損耗方面有著良好的效果,然而現(xiàn)有文獻(xiàn)使用的調(diào)制波實(shí)現(xiàn)算法仍然是在靜止坐標(biāo)系下的,使用扇區(qū)判斷的方式以確定矢量的作用時(shí)間的順序來合成有效的調(diào)制波,因而將其應(yīng)用于多電平逆變器中時(shí)會(huì)產(chǎn)生計(jì)算量較大的問題。針對(duì)以上問題,本文給出了一種基于載波的TSPWM調(diào)制波等效實(shí)現(xiàn)算法。

一般而言,TSPWM的調(diào)制波根據(jù)下表生成[18]。表4中,μl和μr分別為參考電壓矢量相鄰的左、右基本電壓矢量作用時(shí)間。

表4 TSPWM的調(diào)制波生成

可以看出,TSPWM存在繁瑣的扇區(qū)判斷。為了研究TSPWM的調(diào)制波形,在MATLAB/Simulink中搭建TSPWM與非連續(xù)脈寬調(diào)制1(DPWM1)的調(diào)制仿真模型如圖1所示,通過模型來研究不同調(diào)制比下的調(diào)制波。

圖1 不同調(diào)制仿真分析對(duì)比圖

圖2顯示了調(diào)制比為1時(shí)TSPWM的調(diào)制波,并與相同調(diào)制比下DPWM1的調(diào)制波進(jìn)行對(duì)比,可以看出兩者波形完全重合,二者的誤差在[-9×10-5,9×10-5]之間。

圖2 不同調(diào)制方式波形對(duì)比圖

為了進(jìn)一步研究TSPWM與DPWM1的調(diào)制波之間的關(guān)系,設(shè)調(diào)制比從0.05到1.154 7,取調(diào)制比的步進(jìn)為0.05,測(cè)得不同調(diào)制比下誤差的最值,如圖3所示。

圖3 不同調(diào)制比下誤差的最值圖

由圖3可知,任意調(diào)制比下的TSPWM與DPWM1的調(diào)制波波形誤差的最值均小于2×10-4,因此可以認(rèn)為TSPWM的調(diào)制波與DPWM1的調(diào)制波為同一波形。而DPWM1的調(diào)制波可由交替零序分量合成,因此TSPWM的調(diào)制波也可由交替零序分量生成,這種實(shí)現(xiàn)方式無需借助扇區(qū)判斷,可用于多電平逆變器中。

根據(jù)DPWM1的交替零序分量實(shí)現(xiàn)方式,TSPWM的調(diào)制波可由如下生成:使用反Clarke變換,將兩相正弦波Uα與Uβ轉(zhuǎn)換成三相正弦波Ua、Ub和Uc,并比較三相正弦波的最值。然后計(jì)算注入的零序分量,其計(jì)算公式如下:

(1)

式中:Umax和Umin分別為三相電壓的最大值和最小值;V0為零序分量。

將零序分量V0加入三相正弦波Ua、Ub和Uc后便可得到TSPWM的調(diào)制波,本文的生成方式相較于傳統(tǒng)的扇區(qū)判斷計(jì)算更簡(jiǎn)單,在多電平逆變器中更易實(shí)現(xiàn)。

2.2 基于負(fù)極性載波的工程實(shí)現(xiàn)方式

一般而言,對(duì)于NSPWM、TSPWM等調(diào)制,均需要使用到正負(fù)極性兩種載波,即使用先增后減與先減后增兩種極性三角載波,然而對(duì)于DSP或STM32,其本身只有先增后減的計(jì)數(shù)模式,本文給出一種工程上實(shí)用的在先增后減計(jì)數(shù)模式下負(fù)極性載波的實(shí)現(xiàn)方式。

為了研究正負(fù)極性載波之間的關(guān)系,在MATLAB/Simulink中建立了相應(yīng)的仿真模型,取占空比為0.1,開關(guān)頻率為20 kHz,測(cè)得相應(yīng)的PWM波形如圖4(a)所示,可以看出,相同占空比下,正負(fù)極性載波生成的PWM波形并不是相互電平翻轉(zhuǎn)。將占空比為0.1下的負(fù)極性載波與占空比為0.9下的正極性載波生成的PWM波形進(jìn)行對(duì)比,結(jié)果如圖4(b)所示,可以看出,兩者生成的PWM波形電平相互翻轉(zhuǎn),即占空比為D下的負(fù)極性載波生成的PWM可由占空比為1-D下的正極性載波下的PWM電平取反得到。

圖4 兩種占空比下不同極性載波方式下PWM波形對(duì)比

因而在DSP中,若是使用正極性載波,設(shè)定:

AQCTLA.bit.CAU=AQ_SET

AQCTLA.bit.CAD=AQ_CLEAR

CMPA.bit.CMPA=D*TBPRD

在使用負(fù)極性載波時(shí),設(shè)定:

AQCTLA.bit.CAU=AQ_CLEAR

AQCTLA.bit.CAD=AQ_SET

CMPA.bit.CMPA=(1-D)*TBPRD

而在STM32中,若是使用正極性載波,設(shè)定:

TIMx_CCMR1:OC1M[2:0]=PWM模式1

TIMx_CCR1=D

在使用負(fù)極性載波時(shí),設(shè)定:

TIMx_CCMR1:OC1M[2:0]=PWM模式2

TIMx_CCR1=1-D

3 仿真與試驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 仿真驗(yàn)證

為了進(jìn)一步驗(yàn)證該實(shí)現(xiàn)方法對(duì)于抑制CMV與減小開關(guān)損耗的效果,在仿真模型中加入TSPWM調(diào)制來實(shí)現(xiàn)模型,并與傳統(tǒng)的SVPWM下的模型進(jìn)行比較,其中直流電壓Vdc=24 V,開關(guān)頻率為20 kHz,同時(shí)考慮到死區(qū)時(shí)間對(duì)CMV的影響,在仿真中加入1 μs死區(qū)時(shí)間,分別在不同調(diào)制比下測(cè)得各自的CMV與1路PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào),對(duì)比如圖5和圖6所示。

圖5 TSPWM調(diào)制方式下共模電壓圖

圖6 SVPWM調(diào)制方式下共模電壓圖

從圖5和圖6可知,本文模型下的CMV峰值在[Vdc/6,Vdc/2]、[-Vdc/6,-Vdc/2]和[-Vdc/6,Vdc/6]之間變化,其每個(gè)扇區(qū)內(nèi)的峰峰值為Vdc/3;而傳統(tǒng)SVPWM的CMV峰值在[-Vdc/2,-Vdc/2]之間,其峰峰值為Vdc。相較于SVPWM調(diào)制方法,該實(shí)現(xiàn)方法將CMV的峰峰值在每個(gè)扇區(qū)內(nèi)降低了2Vdc/3,抑制了CMV帶來的EMI問題。

從圖7的PWM的波形可以看出,本文實(shí)現(xiàn)方法在0.02 s內(nèi)出現(xiàn)了2次開關(guān)管不動(dòng)作現(xiàn)象,在整個(gè)時(shí)間內(nèi)持續(xù)時(shí)間約為6.7 ms,開關(guān)動(dòng)作相較于SVPWM調(diào)制方式下減少了約1/3,減小了高頻下的開關(guān)損耗。

圖7 不同調(diào)制方式下PWM信號(hào)圖

3.2 試驗(yàn)驗(yàn)證

圖8和圖9為給定開關(guān)頻率為20 kHz,直流母線電壓為Vdc=24 V,死區(qū)時(shí)間1 μs的條件下,不同調(diào)制算法下的共模電壓圖。通過對(duì)比分析可知,本文所實(shí)現(xiàn)的TSPWM調(diào)制下的共模電壓,無論是在低調(diào)制比下還是在高調(diào)制比下在每個(gè)扇區(qū)內(nèi)的峰峰值均在8 V左右,即Vdc/3之間,相比于傳統(tǒng)的SVPWM,共模電壓峰峰值減少了約1/3。

圖8 TSPWM調(diào)制不同調(diào)制比下共模電壓圖

圖9 SVPWM調(diào)制下共模電壓圖

圖10和圖11為在相同測(cè)試條件不同調(diào)制算法下的PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)圖。通過對(duì)比分析可知,本文實(shí)現(xiàn)的TSPWM調(diào)制下的開關(guān)管存在一段時(shí)間不動(dòng)作現(xiàn)象,相比于傳統(tǒng)的SVPWM,開關(guān)損耗減少了約1/3。

圖10 SVPWM調(diào)制下PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)圖

圖11 TSPWM調(diào)制下PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)圖

4 結(jié) 語

(1) TSPWM調(diào)制相對(duì)于SVPWM調(diào)制可以在全區(qū)域下將電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)的共模電壓的峰峰值降低2Vdc/3。

(2) DPWM1的調(diào)制波與TSPWM的調(diào)制波在任意調(diào)制比下的波形誤差不超過2×10-4,可以根據(jù)DPWM1使用零序分量注入的方式實(shí)現(xiàn)TSPWM調(diào)制。

(3) TSPWM調(diào)制所使用的負(fù)極性載波下的PWM信號(hào)可以由正極性載波實(shí)現(xiàn),他們之間的關(guān)系為占空比為D時(shí)負(fù)極性載波下的PWM信號(hào)與占空比為1-D時(shí)正極性載波下的生成的信號(hào)相反。