吉 莉, 葛富辰, 張 弛, 張 明, 錢步仁, 孫紅軍

(中國石油大學(北京)信息科學與工程學院, 北京 102249)

1 引言

隨著電動汽車充電技術不斷創(chuàng)新,無線電能傳輸(Wireless Power Transfer, WPT)有效解決了有線充電方式需要電纜、難以在潮濕環(huán)境下充電等問題,使得電動汽車充電更加方便、安全、經濟[1-3]。在無線電能傳輸技術中,目前應用最為廣泛的是電磁諧振式WPT。其本質是利用一次回路線圈產生交變磁場,耦合至二次回路線圈,將電能傳遞給負載,實現(xiàn)為電動汽車充電[4]。由于磁場頻率較高,根據(jù)SAE J2954規(guī)定,一般將電動汽車無線充電的頻率設置為85 kHz[5],因此在充電過程中,會有一部分磁通量由WPT系統(tǒng)泄露到空氣中,在車體周圍產生漏磁場,形成的電磁輻射會對一些電子設備以及人體造成不利影響。

根據(jù)國際非電離輻射防護委員會(the International Commission for Non-Ionizing Radiation Protection,ICNIRP)制定的標準[6,7],磁感應強度的公眾暴露限值是6.25 μT,而我國對電磁輻射限值更加嚴格,即需要小于1.4 μT。并且還在逐步加強管控,因此在電動汽車無線充電過程中削弱電磁輻射對人體的有害影響是一項關鍵課題。

國內外研究團隊針對電磁輻射問題提出了如下解決方法:新西蘭奧克蘭大學提出基于圓形耦合線圈的鐵氧體屏蔽方法[8-10],將鐵氧體條在線圈表面均勻擺放。由于鐵氧體具有較高的磁導率,可以引導磁通量靠近磁場源,從而減少周圍的泄漏磁場。但是過多的鐵氧體會降低系統(tǒng)的材料利用率。韓國科學技術院提出一種利用金屬材料屏蔽電磁場的方法[11-13]。金屬材料具有良好的導電性能,暴露在時變磁場下會感應出電流、產生反向磁場,進而抵消入射磁場,達到屏蔽的效果。然而金屬屏蔽會導致線圈自感互感降低、有效串聯(lián)電阻增加。中國科學院電工研究所提出了一種有源線圈屏蔽的方法[14-16],通過額外添加一個電源,主動調節(jié)屏蔽線圈的電流大小,使其產生一個與發(fā)射磁場大小相等、方向相反的磁場,消除泄漏磁場。不過在實驗中使用有源組件,需要同時對屏蔽電流的振幅和相位進行控制,所以很難通過設計實現(xiàn)。針對有源屏蔽法的缺陷,韓國科學技術院提出了一種無功諧振屏蔽方法[17-20],該方法沒有使用額外電源,通過WPT系統(tǒng)線圈產生的發(fā)射磁場穿過屏蔽線圈,從而產生一個屏蔽磁場,達到消磁目的,但是其沒有考慮線圈偏移情況對系統(tǒng)性能的影響。

然而,在實際應用中WPT系統(tǒng)耦合結構偏移是不可避免的,容易出現(xiàn)橫向、縱向的偏移,造成互感等參數(shù)改變、傳輸效率下降、穩(wěn)定性降低等問題[21,22]。從當前的研究成果來看,大部分的磁屏蔽方法僅單一地考慮了消磁效果,忽略了耦合結構的抗偏移性能。如何在滿足漏磁屏蔽的條件下,提高耦合線圈的抗偏移性能成為研究課題的關鍵。

本文將諧振屏蔽法運用在圓形線圈上,在達到減弱泄漏磁場目的的同時,對圓形屏蔽線圈進行分析設計,提高了線圈的抗偏移性能。具體而言,本文以WPT系統(tǒng)的耦合結構為研究對象,首先建立了系統(tǒng)的等效電路模型,推導出存在屏蔽線圈時系統(tǒng)的傳輸效率,并對諧振屏蔽的原理進行理論分析。主要通過屏蔽線圈的匝間距設計提升磁場均勻度,加強耦合結構抗偏移性能。然后采用Comsol軟件進行有限元分析,以屏蔽線圈的匝數(shù)及位置、屏蔽電流為變量,設計了一套電磁屏蔽裝置,同時與仿真對比,證明該裝置具有良好屏蔽效果的同時,提高了耦合結構的抗偏移性能。最后搭建了WPT系統(tǒng),通過LCR分析儀成功驗證了屏蔽的有效性。

2 WPT諧振屏蔽及抗偏移研究

圖1是一個利用戴維寧定理進行化簡的具有屏蔽線圈的無線充電系統(tǒng)等效電路圖。發(fā)射側電路由等效的交流電壓源U、發(fā)射補償電容Ct、發(fā)射線圈自感Lt以及內阻Rt組成;接收側電路由等效負載R、接收補償電容Cr、接收線圈自感Lr以及內阻Rr組成;屏蔽側電路由屏蔽線圈自感Lsh、屏蔽線圈內阻Rsh、屏蔽線圈的補償電容Csh構成。圖1中Mtsh為發(fā)射線圈與屏蔽線圈的互感;Mtr為發(fā)射線圈與接收線圈之間的互感;Mrsh為接收線圈和屏蔽線圈間的互感。

圖1 帶有屏蔽線圈簡化無線充電系統(tǒng)等效電路圖Fig.1 Equivalent circuit diagram of simplified wireless charging system with shielded coil

將流過發(fā)射線圈、接收線圈、屏蔽線圈的電流分別定義為It、Ir、Ish,由基爾霍夫電壓定律可得:

(1)

(2)

(3)

式中,ω為角頻率,并且ω=2πf。當1/(jωCt)+(jωLt)=1/(jωCr)+jωLr=1/(jωCsh)+jωLsh=0時,系統(tǒng)發(fā)生諧振,對式(1)～式(3)進行簡化計算,由此可以推導出發(fā)射電流It、接收電流Ir、以及屏蔽電流Ish如式(4)～式(6)所示。

(4)

(5)

(6)

(7)

本文提出的諧振屏蔽是以泄漏磁場為來源產生屏蔽磁場達到磁屏蔽目的。與主動屏蔽、非諧振屏蔽、金屬屏蔽等屏蔽方式相比,諧振屏蔽通過調節(jié)屏蔽線圈上的匹配電容控制屏蔽線圈電流的參數(shù),進而控制屏蔽磁場的大小和方向。

圖2是由諧振屏蔽法產生的磁場截面圖。在無屏蔽措施的條件下,耦合線圈周圍空間的磁場由圖2中帶有箭頭的實線表示,它是由發(fā)射線圈和接收線圈決定的。將屏蔽線圈放置在與收、發(fā)線圈同一水平高度位置處,當耦合線圈的磁場穿過屏蔽線圈時,產生的屏蔽磁場受匹配電容調節(jié)與發(fā)射磁場方向相反,如圖2中帶箭頭的虛線部分所示,對區(qū)域內的泄漏磁場產生屏蔽作用。

圖2 諧振屏蔽概念圖Fig.2 Concept diagram of resonance shielding

根據(jù)電磁感應原理,回路完整屏蔽線圈產生的感應電壓Vsh如式(8)所示。

(8)

式中,φ為穿過屏蔽線圈的磁通量;S為屏蔽線圈的回路面積;Bt為發(fā)射線圈產生的發(fā)射磁場的磁感應強度。

調節(jié)電容器匹配,令屏蔽線圈的電流與發(fā)射線圈的電流相位相反,屏蔽電流Ish如式(9)所示。由電生磁原理,屏蔽電流產生的屏蔽磁場如式(10)所示。

(9)

(10)

式中,μ0為真空磁導率;Idl為電流微元;y為空間任意一點到導線的距離模長;Bsh為屏蔽磁場的磁感應強度;ay為y的單位矢量。

由于屏蔽回路阻抗是決定屏蔽性能的關鍵因素,所以用屏蔽電容來確定屏蔽回路的工作狀態(tài)。當屏蔽回路的電容大于電感,回路處于容性狀態(tài)時,式(9)變?yōu)槭?11):

(11)

式中,Ceq為屏蔽回路的等效電容,由于Rsh為屏蔽線圈內阻,其阻值太小,故可以忽略不計[23]。

由式(11)可以看出屏蔽電流與原電流具有相同的相位,繼而屏蔽磁場與原磁場相位也相同,所以該電流產生的磁場起到加強漏磁的作用。

當回路的電感大于電容,屏蔽回路呈現(xiàn)感性狀態(tài)時,式(9)變?yōu)槭?12):

(12)

式中,Leq為屏蔽回路的等效電感,內阻Rsh忽略不計。由式(12)看出屏蔽電流與原電流相位相反,使得屏蔽磁場與原磁場相位也相反,因此該電流產生的磁場起到屏蔽作用。

將屏蔽電感與屏蔽電容等效為式(13)中的等效電感Leq,計算得屏蔽磁場的磁感應強度Bsh如式(14)所示,r1～rN表示N匝屏蔽線圈的半徑。

(13)

(14)

由于磁感應強度B是矢量,滿足疊加定理,為實現(xiàn)耦合結構功率傳遞最大化,It與Ir的相位差是90°。如圖3所示,無屏蔽條件下的總磁場可以表示為發(fā)射磁場與接收磁場的矢量和,如式(15)所示。

圖3 無屏蔽線圈的總磁場Fig.3 Total magnetic field of unshielded coil

Bov1=Bt+Br

(15)

式中,Bov1為無屏蔽的耦合結構總磁場磁感應強度;Br為接收磁場的磁感應強度。

在耦合結構中添加屏蔽線圈后,WPT系統(tǒng)的總磁場由It、Ir及Ish共同決定,如圖4所示,其中Bov為有屏蔽的耦合結構總磁場磁感應強度。

圖4 有屏蔽線圈的總磁場Fig.4 Total magnetic field with shielded coil

對比圖3和圖4可知,在放置屏蔽線圈情況下,總磁場如下所示。

Bov=Bt+Br+Bsh

(16)

綜合式(14)和式(16)可以得知Bsh與屏蔽電流Ish和屏蔽線圈匝數(shù)N相關。因此在耦合結構磁屏蔽設計上需要重點對Ish和N進行分析。在滿足磁屏蔽要求下,為提高耦合結構的抗偏移能力,本文通過設計屏蔽線圈的匝間距離,平衡耦合結構的中間部分與邊緣部分磁感線,提高系統(tǒng)的抗偏移能力。

綜上所述,為了產生最佳屏蔽效果,通過改變屏蔽回路阻抗控制屏蔽電流大小,將其限制在對耦合結構周圍的磁場起屏蔽作用的范圍內。調節(jié)屏蔽線圈匝數(shù)以及其所處位置,令總磁感應強度Bov幅值達到最小,并與鐵氧體屏蔽法進行比較,突出諧振屏蔽的有效性。保證在添加屏蔽線圈后能夠有效提升磁場的均勻度,增強系統(tǒng)抗偏移性能,這就是本文研究設計的磁屏蔽結構。

3 仿真研究

圖5為耦合結構的設計拓撲圖,其中發(fā)射線圈、接收線圈以及屏蔽線圈皆采用簡單的圓形線圈,屏蔽線圈設計為內疏外密的閉合結構。本文設定接收線圈最大直徑為246 mm,為了便于進行實驗分析,對收發(fā)線圈采用相同的設計參數(shù),并將收發(fā)線圈對稱放置,彼此之間的空氣間隙為100 mm,系統(tǒng)工作頻率為85 kHz。屏蔽線圈設定為3匝,其線圈半徑分別為140 mm、150 mm、154 mm,放置在發(fā)射線圈周圍。通過控制屏蔽電流、調節(jié)屏蔽線圈匝數(shù)以及其所處位置,確定最佳諧振屏蔽效果。

圖5 帶有屏蔽線圈的耦合結構模型圖Fig.5 Coupling structure model diagram with shielding coil

3.1 屏蔽電流優(yōu)化仿真

本文實驗通過Comsol有限元仿真軟件進行仿真,驗證Ish對屏蔽效果的影響。首先固定3匝屏蔽線圈,通過調節(jié)Ish控制屏蔽磁場,并與無屏蔽時耦合結構周圍磁場進行比較。表1為不同Ish時觀察點處的總磁感應強度值。

表1 不同屏蔽電流觀察點處的總磁感應強度值Tab.1 Total magnetic induction at the observation point at different shielding currents

由于耦合結構周圍漏磁對人體的危害主要是x、y方向的磁場,所以本文設計圓形線圈且對稱放置,y方向與x方向的磁屏蔽完全相同,故只需討論x方向。為了明顯分析對比,需要選定一個起始觀察點,該位置不宜距離線圈過近,因為線圈所在的位置磁場較大。也不宜離線圈過遠,因為磁屏蔽效果不明顯。故本文選定空間中x坐標為220 mm作為起始觀察點,仿真測量得到不同Ish時該點的總磁感應強度。

從表1中數(shù)據(jù)可得,當沒有添加屏蔽線圈時,耦合結構在該點產生的總磁感應強度只受到發(fā)射線圈和接收線圈的磁場影響,其值為5.85 μT,當Ish增大到1.4 A時,也就是Ish與It的幅值比為1.4時,觀察點的總磁感應強度達到最小值0.21 μT,計算出最大屏蔽差值為5.64 μT。

圖6是一條在觀察點處的Bov與Ish幅值的關系曲線,通過圖6可知當Ish由0 A增加到1.4 A,該點的Bov呈現(xiàn)減小趨勢。因為耦合結構在該點的磁感應強度不變,Ish增大,屏蔽磁場增強,由式(15)、式(16)可以推論出總的磁感應強度會減小。當Ish從1.4 A繼續(xù)增大時,Bov呈現(xiàn)增大趨勢,磁場屏蔽效果變差。根據(jù)第2節(jié)分析可知磁感應強度B是矢量,當Bsh>Bt時,增大Bsh值,總的磁感應強度Bov與Bsh方向相同,幅值增大,因此繼續(xù)增大Ish值,會使Bsh持續(xù)增大,對磁場屏蔽造成消極影響。

圖6 觀察點磁感應強度隨屏蔽電流幅值變化曲線圖Fig.6 Variation curve of magnetic induction intensity with shielding current amplitude at observation point

選擇起始觀察點以外的區(qū)域,通過仿真實驗,將Ish從0.8 A到1.6 A分別對應的磁感應強度值繪制如圖7所示。其中點虛線標注的1.4 μT代表國家規(guī)定的安全標準。觀察到Ish等于1.4 A時,曲線數(shù)值較低,且變化較平緩,磁屏蔽達到最優(yōu)效果。因此在固定其他參數(shù)不變的情況下,Ish與It幅值比為1.4,可以達到最佳的磁感應強度屏蔽效果。

根據(jù)上述仿真結果,結合第2節(jié)的理論分析可知Ish是有限定值的,磁場屏蔽效果不會隨著屏蔽電流的增大呈現(xiàn)單調增強的趨勢。由于Bsh與Bt方向相反,Ish較小時反向的Bsh較弱,可以起到減小Bt的作用,但隨著Ish增大,會出現(xiàn)一個限定值K,使得該電流下的Bsh幅值與Bt幅值相等,方向相反,Bov減小到0。此時,繼續(xù)增大Ish,就會造成Bsh大于Bt,對某一點的總磁感應強度起到反向增強的作用。因此當Ish小于限定值K時,Ish越大,產生的屏蔽效果就越好,而一旦屏蔽電流Ish超過K時,磁場抵消后會產生反向電磁場,此時Ish越大,產生的屏蔽效果就越差。

3.2 屏蔽線圈匝數(shù)、位置優(yōu)化仿真

通過對屏蔽電流的優(yōu)化分析,固定屏蔽電流Ish為1.4 A,仿真分析不同的屏蔽線圈匝數(shù)N情況下,屏蔽線圈所處不同的z軸高度對磁屏蔽性能的影響。在線圈匝數(shù)N分別取1、2、3、4條件下,線圈所處不同高度位置的磁感應強度值見表2。觀察表2中數(shù)據(jù),可得當屏蔽線圈所處z軸高度為0時,也就是屏蔽線圈與發(fā)射線圈處于同一水平高度位置,屏蔽線圈匝數(shù)N為3時,觀察點處的磁感應強度最小。

表2 不同匝數(shù)、屏蔽線圈位置情況下觀察點磁感應強度

將表2中數(shù)據(jù)繪制成圖8,由圖8可知,當屏蔽線圈放置在與發(fā)射線圈同一水平高度處且線圈匝數(shù)為3匝時,其產生的磁屏蔽效果最佳,優(yōu)于屏蔽線圈放置在發(fā)射線圈上方5 mm或下方5 mm處產生的磁屏蔽效果。

圖8 不同匝數(shù)、屏蔽線圈位置情況觀察點磁感應強度圖Fig.8 Magnetic induction intensity diagram of observation point under different turns and shielding coil position

結合圖8和式(14)分析可知,線圈匝數(shù)N對屏蔽效果的影響與Ish類似,同樣存在一個閾值,當匝數(shù)N達到該閾值時,將總磁感應強度抵消為0,此時,若繼續(xù)增大線圈匝數(shù)N,會產生反向增強的磁場,對磁屏蔽起消極影響。在本文設計中,3匝屏蔽線圈是一個合適的參數(shù),與1、2匝線圈相比,屏蔽效果更加顯著;與4匝線圈相比,不會產生反向磁場,影響磁屏蔽性能。故確定Ish為1.4 A,屏蔽線圈位置與發(fā)射線圈處于同一水平高度(z=0)、屏蔽線圈匝數(shù)N為3匝,達到了最佳的屏蔽效果。

3.3 抗偏移優(yōu)化仿真

常態(tài)情況下,很難保證接收線圈與發(fā)射線圈完全對稱放置,必須考慮到耦合線圈的抗偏移能力。因此本文在屏蔽線圈設計上除了消磁目的外,還加強了它對整個系統(tǒng)的抗偏移性能。在無屏蔽條件下,控制接收線圈沿x方向水平偏移15 mm、30 mm、45 mm、60 mm,仿真得到其互感值見表3。

表3 無屏蔽情況下偏移互感值Tab.3 Offset mutual inductance without shielding

由于耦合結構的中間部分磁感線較為密集,邊緣位置磁感線較為稀疏,因此將屏蔽線圈設計為外層密、內層疏的圓形結構,當接收線圈發(fā)生偏移時,外層密、內層疏的屏蔽線圈會增加邊緣位置磁感線,提升整個磁場的均勻度,增強耦合結構的抗偏移能力。測量得添加屏蔽線圈的條件下,接收線圈沿x方向水平偏移15 mm、30 mm、45 mm、60 mm的互感值見表4。

表4 有屏蔽情況下偏移互感值Tab.4 Offset mutual inductance with shielding

對比分析表3、表4中的數(shù)據(jù)可知,隨著偏移量的增加,整體互感值均呈現(xiàn)減小趨勢,并且偏移越大,互感值減小越多。這是因為隨著接收線圈偏移距離增加,能到達該線圈的磁感線減少,所以互感值會降低。當在耦合結構中添加外層密、內層疏的屏蔽線圈后,增加了邊緣位置磁感線、提升了磁場均勻度。雖然互感值會略微降低,但是與無屏蔽情況相比,同樣的偏移距離下,互感降低的差值顯然更小。從互感值變化較小這一方面有效說明該屏蔽設計令耦合結構的抗偏移性能提高了6.72%。

綜合上述仿真結果,本文調節(jié)屏蔽電流Ish為1.4 A,其與發(fā)射線圈電流之比為1.4。對屏蔽線圈的匝數(shù)以及其所處的位置做出合理設計,令線圈匝數(shù)為3匝,且與發(fā)射線圈處于同一水平高度。選擇x=220 mm的觀察點位置為邊界,建立一個邊長為440 mm的立方體結構。以該立方體的x、y方向表面的磁感應強度為標準。對比添加屏蔽線圈前后這兩個表面的磁感應強度值的變化情況,如圖9所示。圖9中Bmax為該區(qū)域最大磁感應強度,圖9(a)為無屏蔽線圈時立體結構表面的磁感應強度分布圖,圖9(b)為添加屏蔽線圈后的磁感應強度分布圖。根據(jù)圖9中標注的磁感應強度數(shù)值,可知立體結構表面的最大磁感應強度由5.8 μT降低為2.9 μT。由此可知,在該立方體以外區(qū)域的磁感應強度值同樣得到了有效降低,證明該屏蔽方法是可行的。

圖9 有、無屏蔽時立體表面的磁感應強度Fig.9 Magnetic induction strength of three-dimensional surface with and without shielding

為了驗證諧振屏蔽法的優(yōu)越屏蔽性能,本文在Comsol軟件上搭建了鐵氧體屏蔽模型,與諧振屏蔽做對比。測量記錄了x方向區(qū)域內的磁感應強度值(見表5),在觀察點處,無屏蔽情況下的磁感應強度值為5.85 μT,從表5中數(shù)據(jù)發(fā)現(xiàn)在添加本文設計的屏蔽線圈后,磁感應強度值降低為0.21 μT,最大屏蔽量達到96.41%。而鐵氧體屏蔽法,將磁感應強度降低為2.21 μT。其最大屏蔽量為62.22%。與鐵氧體屏蔽相比,本文的諧振屏蔽提高了34.19%的屏蔽性能,突出了該設計的屏蔽優(yōu)越性。

表5 兩種屏蔽的磁感應強度值Tab.5 Magnetic induction value of two kinds of shielding

4 屏蔽實驗驗證

為驗證本文所設計屏蔽方法的有效性,搭建頻率為85 kHz的WPT系統(tǒng)結構,并采用諧振屏蔽方法實現(xiàn)。如圖10為所構建WPT系統(tǒng)的實驗設置。圖10中直流電源向逆變器供電,逆變器將直流電轉化為交流電。傳輸?shù)浇邮站€圈的交流電經過整流器轉化為直流電,實現(xiàn)對負載的供電。耦合結構中發(fā)射線圈與接收線圈均繞制10匝,內、外徑均分別為192 mm、246 mm,將其對稱放置。屏蔽線圈繞制為3匝,內徑為280 mm,外徑為308 mm。為降低對傳輸效率的影響,所有線圈均采用Litz線繞制[24]。

圖10 WPT系統(tǒng)的實驗設置Fig.10 Experimental setup of WPT system

屏蔽線圈的加入勢必會對原耦合結構的傳輸效率產生影響。文中耦合線圈及屏蔽線圈的電氣參數(shù)見表6。結合式(7)可知在有屏蔽線圈條件下的耦合結構最大傳輸效率達到了82.2%,而無屏蔽情況下的最大傳輸效率計算為88.7%。系統(tǒng)的傳輸效率降低,一部分是由于收發(fā)線圈間的互感Mtr減小導致,另一部分則是因為屏蔽線圈與接收線圈之間發(fā)生耦合產生損耗。

表6 耦合線圈及屏蔽線圈的電氣參數(shù)Tab.6 Electrical parameters of coupling coil and shielding coil

圖11為有、無屏蔽時發(fā)射線圈自感測試裝置,根據(jù)LCR分析儀,在圖11(a)中測得無屏蔽線圈時發(fā)射線圈自感為Lt=11.23 μH,在圖11(b)中測得添加屏蔽線圈后發(fā)射線圈自感Lt降低為9.88 μH。電磁屏蔽技術可以理解為降低區(qū)域內磁感線的疏密程度,而自感值的大小同樣表示磁感線的疏密,因此通過自感值的變化足以反映出磁屏蔽的效果。根據(jù)第2節(jié)的分析可知,在屏蔽線圈周圍產生的屏蔽作用對耦合結構及其外部區(qū)域都會產生影響。所以通過觀測發(fā)射線圈自感的降低,可以說明該屏蔽設計對耦合線圈的外部區(qū)域已經產生磁場屏蔽效果,證明了屏蔽方法的有效性。

圖11 有、無屏蔽時發(fā)射線圈自感測試裝置Fig.11 Self inductance test device of transmitting coil with and without shielding

5 結論

本文介紹了一種諧振屏蔽法并將其運用在圓形線圈的設計中,從而降低了無線充電過程中耦合結構周圍的漏磁。首先通過分析諧振屏蔽法減弱磁場的原理,建立了等效電路模型,對傳輸效率做出正確推導。然后確立了屏蔽線圈的優(yōu)化方案并對提高完整系統(tǒng)的抗偏移性能做出了合理設計。最后通過仿真軟件和實驗驗證了諧振屏蔽法可以達到96.41%的最大屏蔽量,有效降低目標區(qū)域內的磁感應強度大小。與鐵氧體屏蔽對比,提高了34.19%的屏蔽效果。通過對屏蔽線圈匝間距的合理設計,耦合結構抗偏移性能提高了6.72%,證明了該諧振屏蔽理論和設計方法的有效性。