梅 楊, 慕月清, 趙英鵬

(北京市變頻技術(shù)工程技術(shù)研究中心, 北方工業(yè)大學(xué), 北京 100144)

1 引言

在儲能系統(tǒng)中,雙向功率變換器作為電網(wǎng)和儲能元件的接口,是實(shí)現(xiàn)兩者能量雙向傳輸?shù)囊粋€關(guān)鍵環(huán)節(jié)[1,2]。高頻變壓器在雙向功率變換器中的引入,使儲能元件和電網(wǎng)之間的隔離被實(shí)現(xiàn),系統(tǒng)運(yùn)行更加安全可靠[3,4]。為了解決傳統(tǒng)兩級級聯(lián)的雙向功率變換器中大容量電容所引起的問題[5],當(dāng)前已提出了單級式變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。雙向隔離型AC-DC矩陣變換器是近年來面向儲能系統(tǒng)提出的較好的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。與之前的變換器相比,該變換器具有轉(zhuǎn)換級數(shù)少、傳輸效率高、無大容量儲能單元、功率密度高等一系列優(yōu)點(diǎn)[6]。

目前針對儲能系統(tǒng)中雙向隔離型AC-DC矩陣變換器,常采用開環(huán)控制,其調(diào)制方法往往借鑒矩陣變換器中已提出的空間矢量調(diào)制,雙線電壓調(diào)制等方法[7,8]。由此雙向隔離型AC-DC矩陣變換器的前級電路常采用雙極性空間矢量或雙線電壓調(diào)制方法;后級電路常采用移相調(diào)制或互補(bǔ)調(diào)制方法,前后級電路間采用分段同步控制來協(xié)調(diào)配合[9-11]。近幾年隨著對電網(wǎng)電能質(zhì)量和儲能元件性能需求的提升,有文獻(xiàn)在系統(tǒng)控制中采用了閉環(huán)控制的方法。針對變換器的并網(wǎng)運(yùn)行模式,有文獻(xiàn)提出采用網(wǎng)側(cè)有功無功閉環(huán)控制策略,可以實(shí)現(xiàn)對網(wǎng)側(cè)有功和無功功率的直接控制[12],但無法對直流側(cè)的性能進(jìn)行有效的控制。文獻(xiàn)[13]采用直流電壓外環(huán)和交流電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)對變換器進(jìn)行控制。由于沒有對直流電流直接進(jìn)行控制,對直流電流的控制效果不好。文獻(xiàn)[14]提出了一種基于空間矢量調(diào)制和前后級間移相調(diào)制的閉環(huán)控制策略,該策略同時考慮了對直流側(cè)和網(wǎng)側(cè)性能的需求。但是該控制策略中所采用的前后級間移相調(diào)制方法將會引起高頻電感和高頻變壓器上電流應(yīng)力較大的問題。

本文提出一種適用于雙向隔離型AC-DC矩陣變換器的系統(tǒng)控制策略,將雙閉環(huán)控制與變換器的后級單重移相調(diào)制方法相結(jié)合,能夠同時滿足電網(wǎng)側(cè)的高電能質(zhì)量和儲能元件安全可靠充放電需求,即網(wǎng)側(cè)電流正弦、電流與電壓同相位、直流側(cè)輸出電壓電流穩(wěn)定、紋波小。本文對系統(tǒng)控制策略進(jìn)行了相關(guān)的理論推導(dǎo)、仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

2 電路拓?fù)浼肮ぷ髟?/h2>

圖1為雙向隔離型AC-DC矩陣變換器的電路拓?fù)?該拓?fù)溆奢斎霝V波器、前級3-1矩陣變換電路、電感、高頻變壓器、后級全橋電路、輸出濾波器六個部分構(gòu)成。

圖1 雙向隔離型 AC-DC 矩陣變換器拓?fù)銯ig.1 Bidirectional isolated AC-DC matrix converter topology

參考雙有源橋DC-DC變換器的控制思想,建立變換器中間電感兩端的電壓電流電路圖如圖2所示[15,16]。

圖2 中間電感兩端的電壓電流電路圖Fig.2 Voltage and current at ends of middle inductor

由圖2可知前級電路輸出單相高頻交流電壓up,后級電路在變壓器一次側(cè)輸出為單相高頻交流電壓nus,n為變壓器的變比。兩個電壓源通過電感連接,電感L包括拓?fù)渲械拇?lián)電感和變壓器漏感。前后兩級電壓差施加在電感上,對等效電路使用基爾霍夫電壓定律可得:

(1)

3 系統(tǒng)控制策略

本文針對雙向隔離型AC-DC矩陣變換器提出了一套系統(tǒng)的控制策略,為同時達(dá)到對直流側(cè)性能和網(wǎng)側(cè)電能質(zhì)量的較好控制,可以確立雙向隔離型AC-DC矩陣變換器的控制結(jié)構(gòu)如圖3所示,它主要包括雙閉環(huán)控制和后級單重移相調(diào)制方法兩個部分。其中,雙閉環(huán)控制實(shí)現(xiàn)變換器網(wǎng)側(cè)電流和直流側(cè)電流的有效控制,后級單重移相調(diào)制實(shí)現(xiàn)對變換器中開關(guān)器件開關(guān)狀態(tài)的有效調(diào)制。

圖3 雙向隔離型AC-DC矩陣變換器的控制結(jié)構(gòu)圖Fig.3 Control structure diagram of bidirectional isolated AC-DC matrix converter

3.1 雙閉環(huán)控制

雙閉環(huán)PI控制中,為了得到網(wǎng)側(cè)電流和輸入側(cè)電流之間的等量關(guān)系。需要建立網(wǎng)側(cè)和輸入側(cè)之間電路的數(shù)學(xué)模型。電網(wǎng)、輸入濾波器和矩陣變換電路的單相等效電路如圖4所示。根據(jù)基爾霍夫電壓和電流定律,得到網(wǎng)側(cè)狀態(tài)方程在三相坐標(biāo)系中的表達(dá)式如式(2)所示。

圖4 單相等效電路圖Fig.4 Single-phase equivalent circuit diagram

(2)

式中,Lf為網(wǎng)側(cè)濾波器電感;Rf為濾波器電阻;Cf為濾波器電容;ug為等效單相網(wǎng)側(cè)電壓;ig為等效單相網(wǎng)側(cè)電流;ui為等效單相輸入側(cè)電壓;ii為等效單相輸入側(cè)電流。

(3)

(4)

3.2 調(diào)制方法

圖5 整流模式下3-1矩陣變換電路和后級全橋電路產(chǎn)生的高頻交流電壓、電感電流示意圖Fig.5 Schematic diagram of high-frequency AC voltage and inductor current generated by 3-1 matrix converter circuit and post-stage full-bridge circuit in rectifier mode

在該調(diào)制方法下前級3-1矩陣變換電路和后級全橋電路產(chǎn)生的高頻交流電壓、電感電流示意圖如圖5所示。第一、第二開關(guān)狀態(tài)持續(xù)時間為d1Ts/2,3-1矩陣變換電路輸出電壓為Umax。第三和第四開關(guān)狀態(tài)持續(xù)時間為d2Ts/2,3-1矩陣變換電路輸出電壓為Umed。在第五段間隔中輸出電壓為零矢量電壓中的一個。圖5中Umax和Umed分別為采用雙線電壓法時的最大線電壓和次大線電壓。后級全橋電路輸出為正負(fù)零電平電壓,ΔT1、ΔT2為后級電路每一段的移相調(diào)制作用時間,ΔT1=δd1Ts/4,ΔT2=δd2Ts/4,其中Ts=2π/ωs,φ為移相角,整流模式下0≤φ≤π/2,δ=2φ/π,δ為移相比,取值范圍為 0≤δ≤1。由圖5及式(1)可得圖5中九段電感電流的表達(dá)式如式(5)所示,其中iL0為電感電流初值。

(5)

根據(jù)文獻(xiàn)[1]關(guān)于對占空比的相關(guān)計算可得,在偶數(shù)扇區(qū)中Umax、Umed和零電壓分別作用對應(yīng)的占空比d1、d2、d0如式(6)所示:

(6)

同理可得在奇數(shù)扇區(qū)Umax、Umed和零電壓分別作用對應(yīng)的占空比d1、d2、d0如式(7)所示:

(7)

(8)

(9)

式中,Ui為網(wǎng)側(cè)電壓幅值;Uo為輸出電壓;φi為功率因數(shù)角;ωs為控制角頻率。

從式(8)、式(9)中可得在后級單重移相調(diào)制方法中移相角分別與輸入輸出電流的關(guān)系式。在控制過程中通過對調(diào)制方法中一個控制變量即移相角的適當(dāng)調(diào)整,可較簡單實(shí)現(xiàn)對變換器性能較好的控制效果,該調(diào)制方法可與整體控制結(jié)構(gòu)形成合適的配合,最后達(dá)到對變換器一種較為簡單實(shí)現(xiàn)的控制。

4 仿真及分析

對以上推導(dǎo)的理論結(jié)果有效性進(jìn)行驗(yàn)證,使用Matlab/Simulink搭建本文提出的變換器控制系統(tǒng)整體模型,進(jìn)行控制效果的仿真驗(yàn)證,仿真中設(shè)置的相關(guān)參數(shù)見表1。

表1 變換器的仿真參數(shù)Tab.1 Simulation parameters of converter

4.1 整流模式

整流模式下仿真中給定直流側(cè)輸出電流參考值為2.54 A。直流側(cè)與網(wǎng)側(cè)電流雙閉環(huán)控制穩(wěn)態(tài)仿真結(jié)果如圖6所示,從圖6(c)中可以看出輸出電流可較好地達(dá)到給定參考量,波形穩(wěn)定、波動小。分析圖6(b)可得直流側(cè)輸出電壓紋波約為 0.12%。變換器的網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)指網(wǎng)側(cè)電壓與網(wǎng)側(cè)電流之間相位差的余弦值,圖6(a)中網(wǎng)側(cè)電壓、電流相位差為8°,由此可得到網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)為0.99(cos8°=0.99),a相電流總諧波畸變(Total Harmonic Distortion,THD)為2.12%。雙閉環(huán)控制策略可以滿足網(wǎng)側(cè)電能質(zhì)量和直流側(cè)負(fù)載的基本需求,對變換器的輸入輸出性能實(shí)現(xiàn)良好的靜態(tài)控制效果。

圖6 整流模式下控制策略的穩(wěn)態(tài)仿真結(jié)果Fig.6 Steady-state simulation results of control strategy in rectification mode

為驗(yàn)證動態(tài)性能,0.03 s時使輸出電流由2.54 A突變?yōu)? A。從圖7中可看出在t=0.034 s時系統(tǒng)快速恢復(fù)穩(wěn)定,無超調(diào),且輸出電流io能夠較好地隨著參考值相應(yīng)改變,網(wǎng)側(cè)電壓不變,三相電流相應(yīng)變化,網(wǎng)側(cè)a相電流THD為3.76%。表明控制策略使變換器具有較好的動態(tài)特性。

圖7 整流模式下控制策略的動態(tài)仿真結(jié)果Fig.7 Dynamic simulation results of control strategy in rectification mode

4.2 逆變模式

逆變模式下仿真中給定直流側(cè)輸出電流參考值為-1 A。直流側(cè)與網(wǎng)側(cè)電流控制穩(wěn)態(tài)仿真結(jié)果如圖8所示,從圖8(c)中可以看出直流電流idc較好地跟隨給定參考電流值,波形穩(wěn)定。從圖8(a)分析得到網(wǎng)側(cè)a相電流THD為1.58%,電流與電壓相位差約為180°,功率因數(shù)為-0.989。圖8(b)中可得輸出電壓紋波約為0.08%,輸出電壓和輸出電流波動小?？刂撇呗酝瑯邮棺儞Q器具有良好的靜態(tài)特性,整體電能質(zhì)量高,可以實(shí)現(xiàn)功率的雙向傳輸要求。

圖8 逆變模式下控制策略的穩(wěn)態(tài)仿真結(jié)果Fig.8 Steady-state simulation results of control strategy in inverter mode

為了驗(yàn)證動態(tài)性能,當(dāng)0.1 s時使輸出電流由-1 A突變?yōu)?1.5 A。從仿真結(jié)果圖9中可以看出在突變瞬間電流有小幅波動,t=0.12 s時系統(tǒng)快速恢復(fù)穩(wěn)定,無超調(diào),且輸出電流idc能夠隨著給定參考量的不同而相應(yīng)改變,網(wǎng)側(cè)三相電壓不變,電流相應(yīng)變化,網(wǎng)側(cè)a相電流THD為2.1%。表明控制策略使系統(tǒng)具有良好的動態(tài)性能。

5 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證所提出控制策略的可行性與有效性,在一臺雙向隔離型AC-DC矩陣變換器的樣機(jī)上進(jìn)行實(shí)驗(yàn),實(shí)驗(yàn)平臺如圖10所示,實(shí)驗(yàn)關(guān)鍵參數(shù)見表2。

表2 實(shí)驗(yàn)關(guān)鍵參數(shù)Tab.2 Experimental parameters

圖10 實(shí)驗(yàn)平臺Fig.10 Photo of experimental platform

5.1 整流模式

實(shí)驗(yàn)中給定直流側(cè)輸出電流參考值為1.2 A。直流側(cè)與網(wǎng)側(cè)電流雙閉環(huán)控制實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖11所示,網(wǎng)側(cè)電流與電壓相位差基本為0°,網(wǎng)側(cè)a相電流THD為2.54%,輸出電壓和輸出電流波動小,波形平穩(wěn)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明采用提出的系統(tǒng)控制策略,可以同時達(dá)到對網(wǎng)側(cè)和直流側(cè)性能的較好控制。為了驗(yàn)證系統(tǒng)動態(tài)性能,使得直流側(cè)輸出電流從0.3 A突變?yōu)?.2 A,實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖12所示。從圖12(a)中可以看出電流突變時,經(jīng)過1.04 s的時間,電流能夠跟蹤上參考值,系統(tǒng)快速達(dá)到新的穩(wěn)定狀態(tài)。網(wǎng)側(cè)輸入a相電流跟隨直流側(cè)電流變化而變化。直流側(cè)電流控制策略使變換器具有良好的動態(tài)特性。

圖11 整流模式下控制策略的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形Fig.11 Steady-state experimental waveform of control strategy in rectification mode

圖12 整流模式下控制策略的動態(tài)實(shí)驗(yàn)波形Fig.12 Dynamic experimental waveform of control strategy in rectification mode

5.2 逆變模式

同樣實(shí)驗(yàn)條件下,逆變模式中給定直流側(cè)輸出電流參考值為-1.2 A。雙閉環(huán)控制穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖13所示,分析可得網(wǎng)側(cè)a相電流THD大小為4.57%,網(wǎng)側(cè)電流與電壓相位差約為180°,直流側(cè)輸出電壓紋波較小,輸出電流較好地達(dá)到給定值,波形穩(wěn)定。實(shí)驗(yàn)表明提出的控制策略使變換器具有良好的靜態(tài)特性,整體電能質(zhì)量高,實(shí)現(xiàn)功率雙向傳輸。為了驗(yàn)證系統(tǒng)動態(tài)性能,使得輸出電流從-0.3 A突變?yōu)?1.2 A,實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖14所示。從圖14(a)中可以看出,發(fā)生電流突變時,經(jīng)過1.52 s,電流能夠跟蹤上參考值,系統(tǒng)快速達(dá)到新的穩(wěn)定狀態(tài),輸入a相電流跟隨直流側(cè)電流變化而變化,逆變模式下系統(tǒng)控制策略同樣使變換器具有較好的動態(tài)特性。

圖13 逆變模式下控制策略的穩(wěn)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形Fig.13 Steady-state experimental waveform of control strategy in inverter mode

圖14 逆變模式下控制策略的動態(tài)實(shí)驗(yàn)波形Fig.14 Dynamic experimental waveform of control strategy in inverter mode

5.3 整流與逆變模式的切換

圖15為雙閉環(huán)控制策略下整流模式向逆變模式切換的實(shí)驗(yàn)波形?？梢钥闯霾煌ぷ髂Ｊ街g切換速度快、過渡時間較短、波形切換平滑。

圖15 整流模式與逆變模式間切換實(shí)驗(yàn)結(jié)果Fig.15 Experimental results of switching between rectifier mode and inverter

6 結(jié)論

本文針對儲能系統(tǒng)用雙向隔離型AC-DC矩陣變換器,提出一種系統(tǒng)控制策略,對提出的策略進(jìn)行了理論分析與相應(yīng)的仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證,結(jié)果證明所提出的控制策略具有以下優(yōu)勢:

(1)電網(wǎng)側(cè)功率因數(shù)可達(dá)0.99,網(wǎng)側(cè)電流正弦,直流側(cè)電流電壓波形平穩(wěn),紋波在0.15%以內(nèi),具有良好的網(wǎng)側(cè)電能質(zhì)量和直流側(cè)靜態(tài)性能。

(2)直流側(cè)電流發(fā)生突變,充電情況下動態(tài)跟蹤時間在1.1 s以內(nèi),放電時間在1.6 s以內(nèi),電流跟蹤速度快、超調(diào)接近零、直流側(cè)動態(tài)特性好。