周擎奕,張 教,2,蔡沅成,2,朱 敏,2

(1.東南大學(xué) 移動通信國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,江蘇 南京 210096; 2.紫金山實(shí)驗(yàn)室,江蘇 南京 211111)

1 引言

隨著云業(yè)務(wù)、高清視頻業(yè)務(wù)和5G無線傳輸?shù)目焖侔l(fā)展,光傳輸網(wǎng)絡(luò)、城域網(wǎng)和接入網(wǎng)對超高數(shù)據(jù)速率光傳輸?shù)男枨笤絹碓酱蟆６叹嚯x光數(shù)據(jù)鏈路正經(jīng)歷著越來越嚴(yán)重的帶寬限制,使其在應(yīng)對不斷增長的數(shù)據(jù)傳輸容量需求方面具有很大的挑戰(zhàn)性。IEEE 802.3ca工作組已經(jīng)確定了25、50、100 GEPON 標(biāo)準(zhǔn),其中50 G和100 GEPON分別可以通過25 Gb/s/λ線速率的雙波長信道復(fù)用和四波長信道復(fù)用來實(shí)現(xiàn)[1]。多通道傳輸技術(shù)似乎是一個有效的短期解決方案。然而,由于其復(fù)雜的光學(xué)封裝,從長遠(yuǎn)來看,它并不是一個可行的解決方案。目前在接入網(wǎng)中,10 G帶寬的光電器件是最成熟成本最低的,對于50 Gb/s的無源光網(wǎng)絡(luò)(PON)系統(tǒng),使用現(xiàn)有的帶寬受限的光學(xué)器件,以此來減少部署成本是最有優(yōu)勢的選擇[2]。因此,接入網(wǎng)中收發(fā)器的帶寬通常是有限的,明顯要小于信號的波特率?？紤]到低成本光學(xué)器件的有限帶寬,人們研究了具有頻譜效率的先進(jìn)調(diào)制格式和先進(jìn)的數(shù)字信號處理,以降低信號的波特率。

但是復(fù)雜的數(shù)字信號處理(DSP)技術(shù)需要高速的數(shù)模轉(zhuǎn)換器(DAC)和模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC),大大增加系統(tǒng)的復(fù)雜度和成本。這對于成本敏感的用戶側(cè)的光網(wǎng)絡(luò)單元來說并不劃算。因此,對于基于強(qiáng)度調(diào)制和直接檢測的高速短距離系統(tǒng)來說,先進(jìn)的調(diào)制方案如脈沖幅度調(diào)制(PAM)[3],無載波幅度相位調(diào)制(CAP)[4,5]以及離散多音調(diào)制(DMT)[6-8]是最有潛力的選擇,因?yàn)樗腄SP結(jié)構(gòu)更簡單,復(fù)雜度更低。研究[9-11]比較了PAM,CAP和DMT在50 Gb/s城域網(wǎng)和高帶寬的接入網(wǎng)中的性能。文獻(xiàn)[12]在帶寬受限器件的對稱50 GPON系統(tǒng)中實(shí)驗(yàn)研究了PAM,CAP和DMT的性能,對于上下行鏈路分別給了結(jié)果。研究[13-15]比較了PAM-4,CAP和DMT在100 Gb/s光通信系統(tǒng)中的性能,但是這些研究的器件帶寬沒有受到限制。目前還沒有在帶寬受限的100 G系統(tǒng)中對先進(jìn)調(diào)制格式性能的對比研究。

在本文中,詳細(xì)調(diào)查研究PAM-4,CAP-16QAM和DMT-16QAM三種先進(jìn)的調(diào)制格式在帶寬受限的100 Gb/s短距離傳輸系統(tǒng)中的性能。首先介紹三種調(diào)制格式調(diào)制解調(diào)的DSP流程,接著給出了100 GPON的仿真系統(tǒng)裝置及其各項(xiàng)參數(shù),然后全面評估了每種調(diào)制格式在接收光功率、色散和熱噪聲方面的性能。仿真過程中,沒有在發(fā)射機(jī)端使用數(shù)字預(yù)失真技術(shù),也沒有在接收機(jī)端使用非線性均衡技術(shù),盡可能做到低復(fù)雜度低成本。

2 三種調(diào)制格式的100 Gb/s信號的DSP流程

PAM-4,CAP-16QAM和DMT-16QAM三種調(diào)制方式在生成過程中都需要映射、采樣,恢復(fù)過程中都需要均衡、解映射等技術(shù)。CAP調(diào)制還需要額外的IQ分離和匹配濾波技術(shù),DMT調(diào)制則需要FFT/IFFT技術(shù)。這些技術(shù)均由MATLAB程序?qū)崿F(xiàn)。在本節(jié)中,展示了在100 GPON傳輸系統(tǒng)中使用三種調(diào)制格式的具體實(shí)現(xiàn)過程。由于三種調(diào)制各自的特性,采用的均衡算法也是不一樣的。

圖1給出了PAM-4信號發(fā)射端的離線DSP流程。在發(fā)射端,隨機(jī)產(chǎn)生的比特?cái)?shù)據(jù)流首先被映射成長度為2N(在仿真中N=17)的PAM-4實(shí)數(shù)信號。在MATLAB仿真系統(tǒng)中, 為了與實(shí)驗(yàn)平臺設(shè)備相匹配,DAC采樣率設(shè)置為92 GSa/s,對數(shù)據(jù)進(jìn)行兩倍上采樣。由于信號波特率可設(shè)置為(DAC采樣率/2N)的任意整數(shù)倍,同時考慮到7%開銷的HD-FEC(3.8×10-3),我們將PAM-4、CAP-16QAM和DMT-16QAM信號波特率分別設(shè)置為57.5 GBaud、28.75 GBaud和28.75 GBaud,以達(dá)到100 Gb/s以上的凈傳輸速率。當(dāng)信號波特率為57.5 GBaud時,就得到了比特速率為115 Gb/s的PAM-4信號。為了使三種調(diào)制格式的帶寬接近,脈沖整形濾波器的滾降系數(shù)設(shè)置為0.3,信號帶寬因此被壓縮到57.5×(1+0.3)/2=37.375 GHz。最后對信號進(jìn)行重采樣以匹配DAC的采樣率,歸一化后數(shù)據(jù)被加載到VPI仿真軟件中產(chǎn)生PAM-4信號。圖2給出了PAM-4信號接收端的離線DSP流程。在接收端,采集到的數(shù)據(jù)首先對它進(jìn)行歸一化,然后進(jìn)行兩倍重采樣,同步之后對信號進(jìn)行時鐘恢復(fù)算法處理,來消除數(shù)據(jù)中的時鐘偏移和抖動。接著利用23抽頭數(shù)的級聯(lián)多模算法(CMMA)和參數(shù)為(54,9)總共99抽頭數(shù)的二階Volterra算法對數(shù)據(jù)進(jìn)行均衡處理,在最終判決前采用99抽頭數(shù)的判決引導(dǎo)的最小均方誤差算法(DD-LMS),進(jìn)一步補(bǔ)償信道損傷。最后對恢復(fù)出來的PAM-4信號數(shù)據(jù)進(jìn)行解映射處理,將解出的數(shù)據(jù)流和原始數(shù)據(jù)比較,計(jì)算出最終數(shù)據(jù)的誤碼率性能。

圖1 三種調(diào)制格式的發(fā)送端DSP流程

圖2 三種調(diào)制格式的接收端DSP流程

CAP-16QAM信號發(fā)射端的離線DSP流程如圖1所示。在發(fā)射端,隨機(jī)產(chǎn)生的比特?cái)?shù)據(jù)流首先被映射成長度同樣為217的16QAM復(fù)數(shù)信號。DAC的采樣率為92 GSa/s,對數(shù)據(jù)進(jìn)行四倍過采樣,而不是二倍采樣。這樣,可以進(jìn)一步優(yōu)化系統(tǒng)性能。

信號經(jīng)過IQ分離生成兩路實(shí)數(shù)信號,形成希爾伯特對,分別被送入兩個相互正交的平方根升余弦滾降濾波器進(jìn)行成形濾波,它們的滾降因子經(jīng)過優(yōu)化,設(shè)為0.01。CAP-16QAM信號的波特率被設(shè)為28.75 GBaud,得到的比特速率仍為115 Gb/s,并且濾波器的中心頻率設(shè)置為28.75×2×0.55=31.625 GHz。成形濾波后,對信號進(jìn)行重采樣以匹配DAC的采樣率,歸一化后數(shù)據(jù)被加載到VPI仿真軟件中產(chǎn)生CAP-16QAM信號。CAP-16QAM信號接收端的離線DSP流程如圖2所示。在接收端,采集到的數(shù)據(jù)首先對它進(jìn)行歸一化,然后進(jìn)行四倍重采樣,同步之后對信號進(jìn)行時鐘恢復(fù)算法處理,來消除數(shù)據(jù)中的時鐘偏移和抖動。接著將信號送入兩個與發(fā)射端對應(yīng)的匹配濾波器,分離得到同相和正交的兩路信號。接著利用99抽頭數(shù)的LMS算法對數(shù)據(jù)進(jìn)行均衡處理,以及99抽頭的帶有訓(xùn)練序列的DD-LMS算法相位恢復(fù)原始數(shù)據(jù)。最后對恢復(fù)出來的16QAM信號數(shù)據(jù)進(jìn)行解映射處理,將解出的數(shù)據(jù)流和原始數(shù)據(jù)比較,計(jì)算出最終數(shù)據(jù)的誤碼率性能。

DMT-16QAM信號發(fā)射端的離線DSP流程如圖1所示。在發(fā)射端,首先將長度為(48000-1)的隨機(jī)比特序列映射為16QAM復(fù)數(shù)信號。接著通過在頻域補(bǔ)零實(shí)現(xiàn)1.6倍上采樣,并實(shí)現(xiàn)串行數(shù)據(jù)到并行數(shù)據(jù)的轉(zhuǎn)換。然后用1 280點(diǎn)IFFT將16QAM信號調(diào)制到DMT子載波上,將頻域并行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為時域數(shù)據(jù)。仿真系統(tǒng)中的DAC的采樣率為92 GSa/s。使用800個子載波來傳輸有效數(shù)據(jù),使用Hermitian對稱性經(jīng)過IFFT獲得實(shí)數(shù)信號。為了得到比特速率為115 Gb/s的DMT-16QAM信號,設(shè)計(jì)的信號頻譜帶寬為800/1 280×92/2=28.75 GHz。另外增加了32點(diǎn)循環(huán)前綴(CP)來消除碼間干擾(ISI),并將串行數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為并行數(shù)據(jù),歸一化后數(shù)據(jù)被加載到VPI仿真軟件中生成DMT-16QAM信號。DMT-16QAM信號接收端的離線DSP流程如圖2所示。在接收端,采集到的數(shù)據(jù)首先對它進(jìn)行歸一化和重采樣,然后進(jìn)行幀同步以消除數(shù)據(jù)中的時鐘偏移和抖動。接著對DMT信號進(jìn)行處理,處理過程包括:串并轉(zhuǎn)換、移除循環(huán)前綴、FTT變換、信道估計(jì)和均衡、并串轉(zhuǎn)換,其中使用訓(xùn)練序列對信道進(jìn)行均衡補(bǔ)償。最后對恢復(fù)出來的16QAM信號數(shù)據(jù)進(jìn)行解映射處理,將解出的數(shù)據(jù)流和原始數(shù)據(jù)比較,計(jì)算出最終數(shù)據(jù)的誤碼率性能。三種調(diào)制均沒有在發(fā)射端使用數(shù)字預(yù)均衡和查找表等預(yù)失真方法,也沒有在接收端使用非線性均衡算法,簡化了收發(fā)端的DSP,從而降低系統(tǒng)計(jì)算復(fù)雜度和功率損耗。

3 100 GPON系統(tǒng)仿真平臺及參數(shù)

仿真過程主要依托于MATLAB和VPI平臺。MATLAB用于發(fā)射端和接收端的數(shù)字信號處理DSP,即發(fā)射端產(chǎn)生三種可以導(dǎo)入VPI中的信號,以及接收端對從VPI中導(dǎo)出的數(shù)據(jù)進(jìn)行各種離線DSP處理。PAM-4,CAP-16QAM和DMT-16QAM三種調(diào)制格式均采用相同的系統(tǒng)仿真參數(shù)。圖3所示是在VPI平臺上搭建的基于O波段的帶寬受限器件的傳輸系統(tǒng)的仿真系統(tǒng),考慮到7%開銷的HD-FEC(3.8×10-3),系統(tǒng)仿真的傳輸速率設(shè)定為115 Gb/s。在發(fā)射端,信號通過MATLAB離線DSP產(chǎn)生,把數(shù)據(jù)導(dǎo)入到仿真系統(tǒng)中。發(fā)射機(jī)由一個高速DAC,一個低通濾波器和一個馬赫曾德爾(MZM)激光調(diào)制器組成。一個8位92 GSa/s DAC將導(dǎo)入的信號數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為電驅(qū)動信號,然后經(jīng)由一個四階貝塞爾低通濾波器濾波(LPF),模擬發(fā)射機(jī)的帶寬限制。該低通濾波器具有20 GHz的3 dB模擬帶寬。濾波器輸出的電信號由一個MZM調(diào)制器直接調(diào)制為光信號,該MZM調(diào)制器具有5 V的半波電壓、30 dB的消光比和6 dB插入損耗。對于三種調(diào)制信號,MZM調(diào)制器都偏置在正交點(diǎn),以獲得線性電光轉(zhuǎn)換。激光器工作的中心波長在1 310 nm處,發(fā)射功率為11.76 dBm。在這里光鏈路使用的是標(biāo)準(zhǔn)單模光纖(SSMF),它在1 310 nm處的平均損耗為0.34 dB/km。接收機(jī)由一個光電探測器(PD)和一個ADC構(gòu)成。傳輸20 km的單模光纖后,光信號經(jīng)過可調(diào)諧光衰減器連接到PD進(jìn)行直接檢測,轉(zhuǎn)換為電信號。光衰減器(VOA)在這里被用來調(diào)節(jié)接收光功率,以進(jìn)行靈敏度測量。為了模擬接收機(jī)的帶寬限制,在PD后放置了一個具有20 GHz的3 dB模擬帶寬的LPF。最后,由92 GSa/s ADC模擬示波器采集輸出的數(shù)據(jù)并保存,將其導(dǎo)入MATLAB用于進(jìn)一步的離線DSP。

圖3 基于帶寬受限器件的115 GPON 傳輸系統(tǒng)的仿真裝置

圖4(a)～(c)為三種調(diào)制格式BER隨MZM激光器的驅(qū)動電壓Vpp變化的關(guān)系圖。三種調(diào)制格式的誤碼率皆隨著Vpp的變化有一段性能比較好的范圍,但是最佳Vpp值不同。從圖中可以看出,PAM-4信號的最優(yōu)Vpp約為250 mV,CAP-16QAM信號的最優(yōu)Vpp約為150 mV,DMT-16QAM信號的最優(yōu)Vpp約為100 mV。接著測量誤碼率性能與偏置電壓Vbais的關(guān)系,如圖4(d)所示,這時的Vpp已處于最佳值。測量結(jié)果表明,在所選電壓下,三種調(diào)制均存在一個最佳偏置電壓區(qū)域,在電壓值為0.5 V的時候,信號誤碼率最低,可以實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)最佳性能。

4 仿真結(jié)果與分析

基于上述參數(shù),對115 Gb/s傳輸系統(tǒng)中PAM,CAP和DMT的性能做了研究比較。為了使三種調(diào)制格式的復(fù)雜度和帶寬相近,選擇四電平的PAM,CAP和DMT均使用16QAM來調(diào)制。在本節(jié)中,針對三種調(diào)制格式的峰值平均功率比(PAPR)、接收光功率、光纖色散和接收機(jī)熱噪聲進(jìn)行了研究。

在強(qiáng)度調(diào)制直接檢測方案中,信號的幅度比較容易超過器件的線性工作區(qū)域,帶來非線性損傷,從而影響系統(tǒng)性能。圖5對幾種調(diào)制格式的PAPR進(jìn)行了比較。為了方便比較,定義一個互補(bǔ)累計(jì)分布函數(shù)(CCDF),該變量表示碼元的峰均比超過特定閾值的概率分布。對于多載波調(diào)制信號,由于 DMT-16QAM 調(diào)制采用傅里葉逆變換將信號變換到時域,因而該時域信號是由多個經(jīng)過調(diào)制的子載波信號疊加得到的,因此會隨機(jī)出現(xiàn)峰值很高的輸出幅度,產(chǎn)生較高的 PAPR。而在單載波系統(tǒng)中,不存在這一問題,因此PAM-4和CAP-16QAM有著較低的PAPR,是非常有潛力的調(diào)制方式。

圖5 三種調(diào)制格式的PAPR

然后在不同接收機(jī)帶寬的情況下,研究了PAM-4信號在115 Gb/s系統(tǒng)中的性能。圖6(a)是PAM-4在帶寬為30 GHz的115 Gb/s傳輸系統(tǒng)中背靠背(BtB)和傳輸20 km后誤碼率與接收光功率的關(guān)系,兩者并沒有太明顯的差距。傳輸20 km的PAM-4信號在 HD-FEC(3.8×10-3) 和 SD-FEC(1×10-2)門限值時的接收光功率分別為-17.95 dBm和-18.76 dBm,考慮到MZM調(diào)制器的發(fā)射功率為11.76 dBm,可以得出PAM-4信號在硬判決門限(HD-FEC)和軟判決門限(SD-FEC)的鏈路功率預(yù)算分別為29.71 dB和30.52 dB。從圖中很明顯可以看出,當(dāng)接收光功率達(dá)到-14 dBm后,即使再怎么增加接收光功率,PAM-4的誤碼率性能也無法改善,這是因?yàn)镻D只有30 GHz的帶寬,但PAM-4信號的帶寬達(dá)到了37.375 GHz,嚴(yán)重超過了器件帶寬,帶寬的限制嚴(yán)重影響了信號的性能,導(dǎo)致PAM-4信號存在誤碼平層。圖6(b)是PAM-4在帶寬為20 GHz的115 Gb/s傳輸系統(tǒng)中BtB和傳輸20 km后誤碼率與接收光功率的關(guān)系,傳輸20 km后號在 HD-FEC門限值時的接收光功率為-17.01 dBm,擁有28.77 dB鏈路功率預(yù)算值。與30 GHz帶寬傳輸相比,存在0.9 dB的功率損失。

圖6 PAM-4在115 GPON誤碼率與接收光功率的關(guān)系(a) 30 GHz;(b) 20 GHz

接著分別在不同帶寬的系統(tǒng)中,對CAP-16QAM進(jìn)行了仿真。圖7(a)是CAP-16QAM信號在30 GHz的115 Gb/s傳輸系統(tǒng)中BtB和傳輸20 km后誤碼率與接收光功率的關(guān)系,在接收光功率較低時,兩者并沒有太明顯的差距,當(dāng)接收光功率比較高時,BtB系統(tǒng)性能略優(yōu)于20 km傳輸。從圖中可以觀察到,傳輸20 km的CAP-16QAM信號在HD-FEC和SD-FEC門限的接收光功率分別為-13.65 dBm 和-14.60 dBm,考慮到MZM調(diào)制器的發(fā)射功率為11.76 dBm,可以算出信號在HD-FEC和SD-FEC門限的鏈路功率預(yù)算分別為25.41 dB和26.36 dB。圖7(b)是帶寬為20 GHz傳輸系統(tǒng)中BtB和傳輸20 km后誤碼率與接收光功率的關(guān)系,傳輸性能明顯變差。傳輸20 km SSMF后在HD-FEC門限的接收光功率為-11.74 dBm,因此得到23.52 dB功率預(yù)算。相較于30 GHz帶寬的系統(tǒng),存在1.9 dB功率損失,可見帶寬限制對CAP-16QAM調(diào)制的影響。

圖7 CAP-16QAM在115 GPON誤碼率與接收光功率的關(guān)系(a) 30 GHz;(b) 20 GHz

圖8分別展示了DMT-16QAM信號在30 GHz帶寬的傳輸系統(tǒng)和20 GHz傳輸系統(tǒng)中BtB和傳輸20 km后誤碼率與接收光功率的關(guān)系。DMT的優(yōu)點(diǎn)之一就是它可以適應(yīng)每個子載波的比特和功率分配,以最大化比特率和優(yōu)化系統(tǒng)性能。從圖8(a)中可以觀察到,在30 GHz帶寬系統(tǒng)中傳輸20 km的DMT-16QAM信號在HD-FEC和SD-FEC門限的接收光功率分別為-13.59 dBm 和-14.49 dBm,考慮到MZM調(diào)制器的發(fā)射功率為11.76 dBm,可以得到,信號在HD-FEC和SD-FEC門限的鏈路功率預(yù)算分別為25.35 dB和26.25 dB。圖8(b)是信號在帶寬為20 GHz的系統(tǒng)中BtB和傳輸20 km后誤碼率與接收光功率的關(guān)系,傳輸20 km后號在 HD-FEC門限值時的接收光功率為-13.94 dBm,擁有25.7 dB鏈路功率預(yù)算值。與30 GHz 帶寬傳輸相比,在HD-FEC閾值處反而有約0.35 dB的功率提升,但是在接收功率較大的地方,還是可以看出性能明顯變差的。

圖8 DMT-16QAM在115 GPON誤碼率與接收光功率的關(guān)系(a) 30 GHz;(b) 20 GHz

熱噪聲和暗電流噪聲都是光接收機(jī)中存在的噪聲源,對接收機(jī)靈敏度性能有很大的影響。即使接收機(jī)接收到的是恒定功率的光信號,噪聲的變化也會導(dǎo)致接收靈敏度的變化。在低比特率時,暗電流噪聲很重要,速率很高的時候,暗電流噪聲對整個噪聲的作用不大,可忽略不計(jì),因此在仿真中將其設(shè)為0。在這里研究了光接收機(jī)靈敏度隨熱噪聲的關(guān)系,結(jié)果如圖9所示。在發(fā)射機(jī)功率為30 mW的條件下,以傳輸系統(tǒng)在PD熱噪聲為10 pA/Hz1/2當(dāng)作標(biāo)準(zhǔn),通過隨熱噪聲增加接收機(jī)付出的功率代價來衡量三種調(diào)制格式對熱噪聲的容忍性。隨著熱噪聲值的增加,接收機(jī)的靈敏度出現(xiàn)明顯下降。相較于PD熱噪聲為10 pA/Hz1/2的情況,當(dāng)熱噪聲達(dá)到25 pA/Hz1/2時,PAM-4和DMT-16QAM調(diào)制都付出了3.9 dB的功率代價,而CAP-16QAM付出了高達(dá)4.9 dB的代價?？梢钥闯?PAM-4和DMT-16QAM調(diào)制對熱噪聲的容忍度類似,要明顯高于CAP-16QAM調(diào)制,CAP-16QAM是在115 Gb/s傳輸系統(tǒng)中抗熱噪聲性能最差的調(diào)制格式。

圖9 三種調(diào)制格式接收機(jī)靈敏度與熱噪聲的關(guān)系

圖10 三種調(diào)制格式接收機(jī)靈敏度與色散系數(shù)的關(guān)系

仿真系統(tǒng)中調(diào)制器的中心波長被設(shè)在了1 310 nm,色散幾乎為0。為了研究PAM-4,CAP-16QAM和DMT-16QAM在O波段其他波長的色散容限,仿真了三種調(diào)制格式的光接收機(jī)靈敏度隨熱噪聲的關(guān)系,如圖10所示。在發(fā)射機(jī)功率為30e-3 W,PD熱噪聲為10 pA/Hz1/2的條件下,以0色散系數(shù)作為評判標(biāo)準(zhǔn),通過隨色散系數(shù)增加接收機(jī)付出的功率代價來衡量三種調(diào)制格式對熱噪聲的容忍性。傳統(tǒng)的IM/DD系統(tǒng)很難抵抗色散帶來的選擇性衰落損傷,系統(tǒng)性能將隨著色散系數(shù)的增加而嚴(yán)重惡化。從圖中可以看出,隨著色散系數(shù)的增加,接收機(jī)的靈敏度出現(xiàn)了明顯下降。當(dāng)色散系數(shù)較小時,PAM-4抵抗色散的能力是最好的,CAP-16QAM次之,DMT-16QAM是最差的。當(dāng)色散系數(shù)不斷增大時,CAP-16QAM和PAM-4都有一段急劇惡化的過程,只有DMT-16QAM調(diào)制的損耗一直處于線性增長。當(dāng)色散系數(shù)增加到7 s/m2時,PAM-4,CAP-16QAM和DMT-16QAM調(diào)制付出了的功率代價分別為10.1 dBm,9.1 dBm和8.1 dBm?？傮w來說,不管什么調(diào)制在色散系數(shù)增大時,都會有不同程度的惡化,影響系統(tǒng)傳輸性能。如果要在C波段傳輸?shù)脑?就需要采取相應(yīng)的色散補(bǔ)償措施。

最后總結(jié)了HD-FEC門限下三種調(diào)制格式使用帶寬受限器件傳輸20 km SSMF后的接收機(jī)靈敏度和功率預(yù)算,如表1所示。PAM-4,CAP-16QAM和DMT-16QAM的接收光功率分別為-17.95 dBm,-13.65 dBm和-13.89 dBm?？紤]到激光器11.76 dB的發(fā)射功率,因此三者在3.8×10-3的誤碼率閾值下,鏈路功率預(yù)算分別為29.71 dB,25.41 dB和25.35 dB。在100 Gb/s仿真系統(tǒng)中,三種調(diào)制的功率預(yù)算較為接近,均可以在HD-FEC閾值達(dá)到25 dB以上,其中PAM-4擁有最大的功率預(yù)算值。

表1 三種調(diào)制格式在HD-FEC門限的接收機(jī)靈敏度和功率預(yù)算

表2給出了SD-FEC門限下三種調(diào)制格式使用帶寬受限器件傳輸20 km SSMF后的接收機(jī)靈敏度和功率預(yù)算,PAM-4,CAP-16QAM和DMT-16QAM的接收光功率分別為-18.76 dBm,-14.60 dBm和-14.49 dBm?？紤]到激光器11.76 dB的發(fā)射功率,因此三者在3.8×10-3的誤碼率閾值下,鏈路功率預(yù)算分別為30.52 dB,26.36 dB和26.25 dB。在系統(tǒng)中,三種調(diào)制均可以在SD-DEC閾值達(dá)到26 dB以上的功率預(yù)算,其中PAM-4擁有最大的功率預(yù)算值。

表2 三種調(diào)制格式在SD-FEC門限的接收機(jī)靈敏度和功率預(yù)算

表3總結(jié)了在HD-FEC門限下三種調(diào)制格式使用兩種帶寬受限器件傳輸20km SSMF后的功率預(yù)算損耗,PAM-4和CAP-16QAM在30 GHz系統(tǒng)中的功率預(yù)算分別為29.71 dB和25.41 dB,在20 GHz系統(tǒng)中的功率預(yù)算分別為28.77 dB和23.52 dB,分別付出了0.94 dB 和1.89 dB的功率代價。DMT-16QAM在30 GHz系統(tǒng)中的功率預(yù)算為25.35 dB,在20 GHz系統(tǒng)中的功率預(yù)算為25.7 dB,功率預(yù)算反而有所提升?？梢奀AP-16QAM受器件帶寬限制的影響最大。

表3 三種調(diào)制格式在不同帶寬器件下的功率預(yù)算

5 結(jié)論

本文在帶寬受限的100 Gb/s強(qiáng)度調(diào)制直接檢測系統(tǒng)中,對PAM-4,CAP-16QAM和DMT-16QAM三種調(diào)制格式進(jìn)行了詳細(xì)的仿真對比。結(jié)果顯示,使用30 GHz帶寬的接收機(jī),三種調(diào)制格式在HD-DEC門限值均可以達(dá)到25 dB以上的功率預(yù)算,其中PAM-4調(diào)制擁有最大的功率預(yù)算值,DMT-16 QAM格式的功率預(yù)算最小,CAP-16QAM處在中間,因此在沒有限制條件時,PAM-4信號是三種調(diào)制中性能最好的。改用20 GHz帶寬的接收機(jī),功率預(yù)算波動最大的是CAP-16QAM,可見其對器件帶寬限制最敏感,因此在器件帶寬限制較大時用DMT調(diào)制較好。另外,CAP-16QAM的抗熱噪聲性能最差,在溫度不穩(wěn)定熱噪聲較大時,PAM和DMT具有更好的性能。色散對三種調(diào)制都有很大的影響。因此這三種調(diào)制格式在基于帶寬限制器件的短距離低成本接入網(wǎng)中都有著很好的前景。