趙 楠 鄭澤東 劉建偉 李 馳 李永東

級聯(lián)H橋變換器IGBT開路故障分析與冗余方法研究

趙 楠 鄭澤東 劉建偉 李 馳 李永東

（電力系統(tǒng)及大型發(fā)電設(shè)備安全控制和仿真國家重點實驗室（清華大學(xué)電機(jī)工程與應(yīng)用電子技術(shù)系） 北京 100084）

級聯(lián)H橋變換器包含了大量的開關(guān)器件，往往面臨嚴(yán)峻的可靠性問題。該文從電路特性和調(diào)制過程兩方面對級聯(lián)H橋變換器IGBT開路故障的影響規(guī)律進(jìn)行分析，并提出一種基于調(diào)制重構(gòu)的級聯(lián)H橋變換器IGBT故障冗余方法。該故障冗余方法通過重構(gòu)變換器調(diào)制過程，使H橋從故障中恢復(fù)運(yùn)行，且發(fā)生開路故障的單元依然具有部分功率傳輸能力，提高了級聯(lián)H橋變換器開路故障的處理能力。

級聯(lián)H橋變換器 開路故障分析 冗余方法 調(diào)制重構(gòu)

0 引言

級聯(lián)H橋變換器是一類采用多單元級聯(lián)技術(shù)實現(xiàn)高壓大功率電能轉(zhuǎn)換的變換器，經(jīng)常被應(yīng)用于電力電子變壓器、高壓逆變器中[1-3]，其示意圖如圖1所示。

圖1 級聯(lián)H橋變換器示意圖

對于多單元級聯(lián)型變換器，其包含了大量的功率器件，因此往往面臨嚴(yán)峻的可靠性問題。在發(fā)生故障后，首先需要故障檢測方法對故障進(jìn)行判斷與定位，然后利用故障冗余保護(hù)方法將故障切除。目前關(guān)于級聯(lián)型變換器的故障診斷方法相對成熟，能夠有效地識別級聯(lián)H變換器的開路故障[4-5]。故障冗余方法大致可分為兩類：系統(tǒng)級故障冗余與部件級故障冗余[6]。系統(tǒng)級故障冗余會額外設(shè)置多個冗余單元，一旦發(fā)生故障則將利用冗余單元代替故障單元。部件級故障冗余研究單元本身，通過調(diào)整電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)或重構(gòu)調(diào)制方式，提高每個單元的故障冗余能力。

在系統(tǒng)級故障冗余方面，通常利用快速短路開關(guān)將H橋變換器的故障單元切除，并將正常單元投入工作[7-8]。為了擴(kuò)大故障后變換器的運(yùn)行區(qū)間，提高電壓利用率以及功率因數(shù)，除了通過直接切除故障單元保證系統(tǒng)平衡外，還可以采用直流側(cè)電壓調(diào)整[9]、熱備份冗余單元[10]等方案。然而，系統(tǒng)級冗余方法面臨成本增加、效率降低、控制難度增大等問題，當(dāng)備用單元由于故障而全部投入使用后，再發(fā)生故障系統(tǒng)就會面臨停機(jī)的危險。因此，需要部件級故障冗余方法配合。

在部件級故障冗余方面，通常會針對單個變換器進(jìn)行改進(jìn)或重構(gòu)，通過增加冗余開關(guān)器件[11]、冗余開關(guān)橋臂[12]，甚至改變電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[13]達(dá)到提升單個變換器冗余性能的目的。通過此類冗余方法，確實可以在故障后提高變換器的可靠性，但在多單元級聯(lián)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，其成本也會相應(yīng)增加。因此，也有很多研究試圖在不改變拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的情況下，通過調(diào)整調(diào)制方式來擴(kuò)大變換器的工作范圍。比如通過對故障后開關(guān)器件脈沖進(jìn)行重構(gòu)，使變換器依然保持一定的運(yùn)行能力[14]。

目前針對級聯(lián)H橋變換器的故障冗余研究依然不充分，往往集中于系統(tǒng)級冗余方案，當(dāng)未設(shè)置冗余單元，或者冗余單元已經(jīng)被使用時，級聯(lián)H橋系統(tǒng)無法應(yīng)對繼續(xù)發(fā)生的故障。本文通過對IGBT開路故障進(jìn)行分析，提出一種級聯(lián)H橋變換器部件級冗余方法，通過重構(gòu)不同區(qū)間下調(diào)制波情況，保證級聯(lián)H橋單元在故障后依然能夠輸出部分功率，擴(kuò)大變換器的運(yùn)行范圍，同時不會引起網(wǎng)側(cè)電流畸變。

1 IGBT開路故障分析

為了研究級聯(lián)H橋電路的故障冗余方法，首先要研究IGBT故障對H橋變換器工作特性的影響。單個H橋單元是一個四象限變流器（不含輸入電感），VT1～VT4依次為全橋電路的四支IGBT，VD1～VD4為其對應(yīng)的反并聯(lián)二極管。規(guī)定從橋a流入四象限變流器的電流方向為正方向。

當(dāng)電路正常運(yùn)行時，四象限變流器一共包含四種工作狀態(tài)，如圖2所示。一個橋臂中的上、下開關(guān)管互補(bǔ)導(dǎo)通，根據(jù)橋臂a與橋臂b開關(guān)管狀態(tài)不同，將四象限變流器工作狀態(tài)劃分為狀態(tài)①～狀態(tài)④。狀態(tài)①下，VT1和VT3施加導(dǎo)通信號，VT2和VT4施加關(guān)斷信號，此時VT1和VT3導(dǎo)通，VT2和VT4關(guān)斷，正向的輸入電流通過VD1與VT3續(xù)流，而反向的電流流經(jīng)VT1與VD3，此時端口電壓為0V。狀態(tài)②下，VT1和VT4導(dǎo)通，VT2和VT3關(guān)斷時，正向的輸入電流流經(jīng)VD1、直流側(cè)電容和VD4，而反向的電流流經(jīng)VT1、直流側(cè)電容和VT4，此時端口電壓為+dc。狀態(tài)③下，VT2和VT3導(dǎo)通，VT1和VT4關(guān)斷時，正向的輸入電流流經(jīng)VT2、直流側(cè)電容和VT3，而反向的電流流經(jīng)VD2、直流側(cè)電容和VD3，此時端口電壓為-dc。在狀態(tài)④下，VT2和VT4導(dǎo)通，VT1和VT3關(guān)斷時，正向的輸入電流通過VT2和VD4續(xù)流，而反向的電流流經(jīng)VD2和VT4，此時端口電壓仍為0V。

圖2 單個H橋單元正常工作下的四種狀態(tài)

為了分析VT1開路故障的影響，將VT1設(shè)定為開路，同時在電流正向和反向情況下分別分析狀態(tài)①～狀態(tài)④。當(dāng)電流正向時，VT1開路故障下四象限變流器的運(yùn)行狀態(tài)①～狀態(tài)④如圖3a～圖3d所示。在狀態(tài)①與狀態(tài)②中，當(dāng)VT1導(dǎo)通、VT2關(guān)斷時，正向電流會強(qiáng)迫VD1導(dǎo)通續(xù)流，此時雖然VT1開關(guān)管發(fā)生了開路故障，但是VT1支路依然相當(dāng)于導(dǎo)通狀態(tài)，因此，交流端口電壓并沒有發(fā)生改變，與正常工作時相同；狀態(tài)①的端口電壓為0V，狀態(tài)②的端口電壓為+dc。在狀態(tài)③和狀態(tài)④中，VT2導(dǎo)通而VT1關(guān)斷，電流通過VT2續(xù)流，此時工作狀態(tài)和正常工作時相同，交流端口電壓依然保持不變；狀態(tài)③的端口電壓為-dc，狀態(tài)④的端口電壓為0V。當(dāng)電流反向時，四象限變流器的工作情況發(fā)生了變化，如圖3e～圖3h所示。在狀態(tài)①和狀態(tài)②下，本應(yīng)VT1導(dǎo)通、VT2關(guān)斷，但由于VT1發(fā)生開路故障，該支路無法流過電流，因此只能通過VD2續(xù)流，VT2支路被迫導(dǎo)通，四象限變流器的工作情況發(fā)生了改變。在這種情況下，狀態(tài)①的端口電壓從0V變?yōu)?dc，狀態(tài)②的端口電壓從+dc變?yōu)?V。在狀態(tài)③和狀態(tài)④時，VT2導(dǎo)通而VT1關(guān)斷，反向電流通過二極管VD2續(xù)流，工作狀態(tài)不發(fā)生改變；狀態(tài)③的端口電壓為-dc，狀態(tài)④的端口電壓為0V?？傊琕T1故障僅會在電流反向情況下改變四象限變流器的工作情況，狀態(tài)①和狀態(tài)②的端口電壓分別從0V和+dc變?yōu)?dc和0V。

圖3 單個H橋單元VT1故障下的工作狀態(tài)

VT2發(fā)生開路故障后的電路各狀態(tài)如圖4所示，其中圖4a～圖4d為電流正向情況下的波形，圖4e～圖4h為電流反向情況下的波形。與VT1故障相反，VT2故障會影響電流正向情況下狀態(tài)③及狀態(tài)④的工作情況。狀態(tài)③和狀態(tài)④的端口電壓分別從正常情況下的-dc和0V變?yōu)?V和+dc。

圖4 單個H橋單元VT2故障下的工作狀態(tài)

VT3發(fā)生開路故障后的電路各狀態(tài)如圖5所示。VT3故障主要影響電流正向情況下狀態(tài)①和狀態(tài)③的工作情況。狀態(tài)①和狀態(tài)③的端口電壓分別從正常情況下的0V和-dc變?yōu)?dc和0V。VT3故障不會影響電流正向下狀態(tài)②和狀態(tài)④的工作情況，同樣也不影響電流反向情況下狀態(tài)①～狀態(tài)④的工作情況。

VT4發(fā)生開路故障后的電路各狀態(tài)如圖6所示。與VT3故障相反，VT4故障會影響電流反向情況下狀態(tài)②和狀態(tài)④的工作情況。狀態(tài)②和狀態(tài)④的端口電壓分別從正常情況下的+dc和0V變?yōu)?V和-dc。經(jīng)整理，VT1～VT4開關(guān)管故障后對電路的影響見表1。

表1 VT1～VT4故障對電壓的影響規(guī)律表

Tab.1 Influence of VT1-VT4 fault on voltage

2 IGBT故障對脈沖寬度調(diào)制電壓影響分析

IGBT故障會導(dǎo)致某些狀態(tài)下故障單元的端口電壓發(fā)生變化，在實際調(diào)制過程中產(chǎn)生脈沖寬度調(diào)制（Pulse Width Modula, PWM）電壓，其沖量與原始的控制電壓并不相同，加在電感上的電壓發(fā)生變化，引起輸入電流畸變與功率波動。

為了更好地分析IGBT 故障對PWM電壓的影響，依據(jù)電流和電壓的正負(fù)情況，將級聯(lián)H橋一個周期的運(yùn)行情況分為四個區(qū)間，如圖7所示。其中，g為輸入電流波形，conv為交流側(cè)控制電壓波形（或PWM電壓的基波分量）。區(qū)間Ⅰ為輸入電流正向且交流側(cè)控制電壓波形反向，區(qū)間Ⅱ為輸入電流正向且交流側(cè)控制電壓波形正向，區(qū)間Ⅲ為輸入電流反向且交流側(cè)控制電壓波形正向，區(qū)間Ⅳ為輸入電流反向且交流側(cè)控制電壓波形反向。

圖7 級聯(lián)H橋運(yùn)行區(qū)間

為了提高等效開關(guān)頻率，實際調(diào)制過程中通常會采用單極性調(diào)制的方法。各單元調(diào)制波與交流側(cè)控制電壓的相位保持一致。取一個開關(guān)周期下的PWM電壓進(jìn)行分析，不同的IGBT故障對PWM電壓的影響如圖8所示。狀態(tài)①～狀態(tài)④對應(yīng)四象限變流器的四種工作狀態(tài)，區(qū)間Ⅰ～Ⅳ是依據(jù)不同的電流方向和交流側(cè)控制電壓劃分的四個運(yùn)行區(qū)間。

圖8 不同IGBT故障對PWM電壓的影響

在正常工作情況下，運(yùn)行在Ⅱ、Ⅲ區(qū)間（交流側(cè)控制電壓為正）時，橋臂a調(diào)制波高于橋臂b調(diào)制波，此時四象限變流器會依次工作在④—②—①—②—④五種狀態(tài)，輸出兩個高電平脈沖電壓。運(yùn)行在Ⅰ、Ⅳ區(qū)間（交流側(cè)控制電壓為負(fù)）時，橋臂a調(diào)制波低于橋臂b調(diào)制波，此時四象限變流器會依次工作在④—③—①—③—④五種狀態(tài)，輸出兩低電平脈沖電壓。根據(jù)沖量等效原則，正常情況下四象限變流器單元輸出的等效PWM電壓值convi,nor為

式中，convi,nor為第個單元正常情況下的PWM電壓值；conv為級聯(lián)H橋變換器交流側(cè)控制電壓波形；為單元數(shù)。

由于VT1故障僅在電流反向時對各電路產(chǎn)生影響，因此只有區(qū)間Ⅲ和區(qū)間Ⅳ的PWM電壓波形發(fā)生改變。在區(qū)間Ⅲ內(nèi)，橋臂a調(diào)制波高于橋臂b調(diào)制波，此時四象限變流器同樣會依次工作在④—②—①—②—④五種狀態(tài)。由于VT1故障時狀態(tài)①和狀態(tài)②的端口電壓分別從0V和+dc變?yōu)?dc和0V，因此等效在區(qū)間Ⅲ內(nèi)輸出一個低電平脈沖電壓。在區(qū)間Ⅳ內(nèi)，橋臂a調(diào)制波低于橋臂b調(diào)制波，四象限變流器工作在④—③—①—③—④五種狀態(tài)，其中狀態(tài)①的端口電壓從0V變?yōu)?dc，同樣等效在區(qū)間Ⅳ內(nèi)輸出一個低電平脈沖電壓。根據(jù)沖量等效原則，將區(qū)間②和區(qū)間③時間內(nèi)的電壓取值修改后，重新計算一個周期內(nèi)的沖量情況，可以得到VT1故障后區(qū)間Ⅲ及區(qū)間Ⅳ內(nèi)四象限變流器輸出的等效PWM電壓值convierr,T1為

式中，dci為第個單元的直流側(cè)電壓。從式（2）可以看出，當(dāng)VT1故障且電流反向時，該單元輸出的PWM電壓值為額定電壓的一半，同時疊加了一個負(fù)電壓分量，負(fù)電壓分量的值為該單元中間直流側(cè)電壓值的一半。由于等效PWM電壓值發(fā)生了改變，因此會直接導(dǎo)致輸入電流產(chǎn)生畸變。同時，由于PWM電壓存在負(fù)電壓分量，因此會等效地在電感電壓上產(chǎn)生一個正電壓分量；由于電壓積分的作用，電感電流（即輸入電流）會存在一個正向的電流偏置。

VT2故障僅在電流正向時對電路造成影響，因此會改變區(qū)間Ⅰ和區(qū)間Ⅱ的PWM電壓波形。在區(qū)間Ⅱ內(nèi)，四象限變流器依次工作在④—②—①—②—④五種狀態(tài)。由于VT2故障時狀態(tài)④的端口電壓會由0V變?yōu)?dc，因此等效在區(qū)間Ⅱ內(nèi)輸出一個高電平脈沖電壓。在區(qū)間Ⅰ內(nèi)，四象限變流器依次工作在④—③—①—③—④五種狀態(tài)，狀態(tài)③和狀態(tài)④的端口電壓分別從-dc和0V變?yōu)?V和+dc，同樣等效在區(qū)間Ⅰ內(nèi)輸出一個高電平脈沖電壓。通過計算可以得到VT2故障后在區(qū)間Ⅱ及區(qū)間Ⅰ內(nèi)四象限變流器輸出的等效PWM電壓值convierr,T2為

當(dāng)VT2故障且電流正向時，該單元輸出的PWM電壓值為額定電壓的一半，同時疊加了一個正電壓分量，該電壓分量的值同樣等于該單元中間直流側(cè)電壓值的一半。該P(yáng)WM電壓除了直接導(dǎo)致輸入電流產(chǎn)生畸變外，也會在電感電壓上產(chǎn)生一個負(fù)電壓分量，最終由于積分作用導(dǎo)致輸入電流中存在一個負(fù)向的電流偏置。

VT3故障與VT2故障相同，區(qū)間Ⅱ及區(qū)間Ⅰ內(nèi)四象限變流器輸出的等效PWM電壓值convierr,T3同樣為

同理可以得到VT4故障后區(qū)間Ⅲ及區(qū)間Ⅳ內(nèi)四象限變流器輸出的等效PWM電壓值convierr,T4為

綜上所示，當(dāng)某個單元的VT1～VT4發(fā)生故障時，會引起輸出的PWM電壓發(fā)生變化，除了電壓值變?yōu)轭~定值的一半以外，還疊加了一個dci/2的直流分量。該P(yáng)WM電壓會導(dǎo)致輸入電流產(chǎn)生波形畸變，電流總諧波失真增大，同時會導(dǎo)致輸入電流中存在電流偏置。

一是政府資助完成的研發(fā)項目成果收益。受資助單位擁有專利出讓權(quán)或可從專利使用許可證中獲利，但前提是買方要承擔(dān)資助關(guān)系產(chǎn)生的一切義務(wù)，才可行使此權(quán)利，同時要將出讓合同內(nèi)容上報聯(lián)邦教研部等政府部門。

3 級聯(lián)H橋變換器IGBT故障下的冗余保護(hù)方法

在級聯(lián)H橋變換器實際運(yùn)行過程中，不僅需要了解IGBT故障對變換器造成的影響，更重要的是在故障后快速對故障進(jìn)行處理，有效地排除故障，使級聯(lián)H橋變換器繼續(xù)安全可靠運(yùn)行。

3.1 基于調(diào)制波重構(gòu)的級聯(lián)H橋IGBT故障冗余保護(hù)方法

由上述分析可知，IGBT故障會在特定的電流方向以及運(yùn)行區(qū)間下影響故障單元的PWM端口輸出電壓。為了使故障單元能夠繼續(xù)保持一定的功率傳輸能力，可以令故障單元分區(qū)間工作，即僅在能夠正常輸出PWM電壓的運(yùn)行區(qū)間進(jìn)行工作，而在非正常運(yùn)行區(qū)間，將故障單元通過一對正常的IGBT開關(guān)管進(jìn)行旁路。通過重構(gòu)不同運(yùn)行區(qū)間下的各單元的調(diào)制波，即可實現(xiàn)故障單元的繼續(xù)運(yùn)行，有效地排除故障IGBT對電路的影響，實現(xiàn)級聯(lián)H橋IGBT故障冗余保護(hù)。

圖9所示為級聯(lián)H橋變換器正常工作情況下的電壓相量圖。總PWM控制電壓conv被平均分為份convi，發(fā)送給各個單元。各單元串聯(lián)共同承擔(dān)該P(yáng)WM電壓，同時由于采用相同的PWM電壓用于調(diào)制，各單元傳輸功率也保持一致。正常運(yùn)行情況下各單元PWM電壓控制值用于各單元進(jìn)行調(diào)制，將該P(yáng)WM控制電壓值除以各單元中間直流側(cè)電壓，即可得到各單元的調(diào)制波。在實際控制系統(tǒng)內(nèi)，該波形為階梯波，在每個控制周期內(nèi)通過計算得到該時刻的電壓值，并在當(dāng)前周期內(nèi)保持控制值不變。為了簡化說明，在此將其表示為連續(xù)的正弦波形式。當(dāng)IGBT故障時，在半個周期內(nèi)會導(dǎo)致實際調(diào)制出的PWM端口電壓與控制電壓指令值不同，可以考慮在不同的區(qū)間內(nèi)對控制電壓指令值進(jìn)行重構(gòu)。

圖9 正常運(yùn)行情況下級聯(lián)H橋電壓相量圖

以VT1故障為例進(jìn)行分析。當(dāng)VT1發(fā)生故障時，使得電流反向時輸出端口PWM電壓波形發(fā)生改變，而電流正向時不受影響。因此，在電流正向時（即區(qū)間Ⅰ/Ⅱ內(nèi)），保持所有單元投入工作。如果故障后PWM控制電壓指令變?yōu)閏onverr，則在電流正向時，正常單元的電壓指令convi及故障單元的電壓指令convierr可表示為

在電流反向時（即區(qū)間Ⅲ/Ⅳ內(nèi)），僅保持正常的-1單元工作，同時通過常開故障單元VT2及VT4開關(guān)管，關(guān)斷VT1及VT3開關(guān)管，以此構(gòu)造等效短路，實現(xiàn)故障單元的旁路。此時，正常單元的電壓指令convi重構(gòu)為

最終，VT1故障情況下電壓重構(gòu)后電壓相量圖如圖10所示。

圖10 VT1故障情況下電壓重構(gòu)后電壓相量圖

VT1故障情況下各單元PWM電壓控制值如圖11所示。在區(qū)間Ⅰ和區(qū)間Ⅱ內(nèi)，不論是正常單元還是故障單元，均參與調(diào)制工作，此時故障單元存在一定的功率傳輸。在區(qū)間Ⅲ和區(qū)間Ⅳ內(nèi)，僅正常單元工作，此時故障單元沒有功率傳輸。由于區(qū)間Ⅰ、Ⅱ、Ⅲ、Ⅳ內(nèi)總調(diào)制波不發(fā)生改變，因此級聯(lián)H橋的工作狀態(tài)不會受到影響。這就是說，通過調(diào)制波重構(gòu)，在保障正常單元能夠傳輸額定功率的同時，既排除了VT1故障造成的影響，又保證了故障單元的部分功率傳輸能力，擴(kuò)大了故障后變換器的運(yùn)行范圍。

圖11 VT1故障情況下各單元PWM電壓控制值

同樣，VT2故障情況下各單元PWM電壓控制值如圖12所示。與VT1不同之處在于，VT2故障影響電流正向的區(qū)間，因此在區(qū)間Ⅲ和區(qū)間Ⅳ內(nèi)，僅正常單元工作；在區(qū)間Ⅰ和Ⅱ內(nèi)，所有單元均在工作。VT3故障與VT2故障具有相同的特點，因此重構(gòu)方式與VT2相同。同理，VT4故障后的重構(gòu)方式與VT1相同。為了保證輸入電流諧波最小，當(dāng)改變工作的單元數(shù)時，需要重新調(diào)整各單元的載波移相值。在正常單元及故障單元均參與工作時，載波移相值為180o/；僅正常單元參與工作時，載波移相值調(diào)整為180o/(-1)。VT1故障后的載波調(diào)整情況如圖13所示，VT2～VT4故障的載波調(diào)整情況與VT1類似。

圖12 VT2故障情況下各單元PWM電壓控制值

圖13 VT1故障情況下各單元載波移相情況

3.2 冗余保護(hù)方法功率傳輸能力與適用范圍分析

根據(jù)前提假設(shè)條件，故障前后正常單元傳輸?shù)淖畲蠊β时３植蛔儭９收锨罢卧獋鬏數(shù)墓β士梢员硎緸?/p>

故障后，正常單元傳輸?shù)墓β士梢员硎緸?/p>

聯(lián)立式（8）與式（9），可以求得故障后級聯(lián)H橋變換器總的PWM控制電壓指令converr為

故障單元能夠傳輸?shù)墓β?i>Perr為

最終，故障后帶載能力err可以表示為

式中，nor為正常運(yùn)行時的額定功率。

級聯(lián)H橋采用該冗余方法后的相關(guān)參數(shù)變化見表2。采用該故障冗余方法后，正常單元依然可以按照額定功率傳輸，故障單元能夠傳輸約一半的額定功率。

表2 級聯(lián)H橋故障冗余方法后的相關(guān)參數(shù)變化

Tab.2 The total summary of fault-tolerant method

當(dāng)存在多個單元故障時，為了確定該冗余保護(hù)方法能夠正常工作，需要保障級聯(lián)H橋不發(fā)生過調(diào)制現(xiàn)象。假設(shè)共有個單元發(fā)生了相同的故障（如均為VT1故障），此時正常單元調(diào)制波為

為了保障不發(fā)生過調(diào)制，則需要考慮單元調(diào)制波峰值不超過中間直流側(cè)電壓，即

最終可求得允許發(fā)生同種故障的最大單元數(shù)為

由于VT1與VT4故障采用的冗余方法相同，則VT1與VT4故障屬于同類故障。而VT2和VT3故障采用的冗余方法恰好分別與VT1和VT4的冗余方法互補(bǔ)，屬于不同類故障。因此，最多可以允許個單元發(fā)生同類故障，或者2個單元發(fā)生互補(bǔ)的故障，即個單元發(fā)生VT1、VT4故障，剩余個單元發(fā)生VT2、VT3故障。

4 仿真與實驗驗證

4.1 級聯(lián)H橋變換器故障與冗余方法仿真驗證

為了驗證提出的基于級聯(lián)H橋調(diào)制波重構(gòu)的故障冗余方法，在五單元仿真平臺上對該方法進(jìn)行驗證。VT1和VT2故障下輸入電流、正常工作單元的PWM電壓以及故障單元的PWM電壓如圖14所示。

圖14 VT1、VT2故障下輸入電流、正常工作單元與故障單元的PWM電壓

在VT1故障發(fā)生后，當(dāng)電流大于零時，正常單元與故障單元輸出的PWM電壓一致；當(dāng)電流小于零時，輸出PWM電壓則發(fā)生畸變。部分零電平電壓畸變?yōu)榈碗娖剑粋€周期內(nèi)原本的兩個負(fù)向PWM電壓脈沖，此時合為一個負(fù)向的寬脈沖，低電平持續(xù)時間同樣被延長。同時，電流過零期間也會短暫出現(xiàn)電流斷續(xù)的暫態(tài)狀態(tài)。VT1故障后輸入電流發(fā)生畸變，同時包含了電流正向直流偏置，此時級聯(lián)H橋變換器已經(jīng)無法達(dá)到正常的工作標(biāo)準(zhǔn)。同理，VT2故障也會產(chǎn)生相同的故障特征。

在級聯(lián)H橋IGBT的故障發(fā)生后，采用調(diào)制波重構(gòu)的故障冗余方法，對故障進(jìn)行冗余保護(hù)處理。故障冗余處理后，輸入電流與故障單元的PWM電壓如圖15所示。從圖中可以看出，當(dāng)VT1故障時，故障單元的PWM電壓僅在電流正向時產(chǎn)生，而在電流負(fù)向時通過VT2和VT4常開，構(gòu)成導(dǎo)通回路，保持輸出PWM電壓為零。當(dāng)VT2故障時，故障單元的PWM電壓僅產(chǎn)生在電流負(fù)向區(qū)域，而在電流正向時通過給VT1和VT3施加導(dǎo)通信號，保持輸出PWM電壓為零。輸入電流恢復(fù)正常，不再畸變。

圖15 VT1、VT2故障冗余后輸入電流與故障單元的PWM電壓

圖16所示為從正常運(yùn)行到故障的電流波形、從故障恢復(fù)正常的電流波形、故障下直流側(cè)電壓波形以及恢復(fù)后直流側(cè)電壓波形。VT1故障時，輸入電流負(fù)半周畸變，同時電流存在正向偏置。采用基于級聯(lián)H橋調(diào)制波重構(gòu)的故障冗余處理后，輸入電流恢復(fù)正常，同時直流偏置也被消除。VT2故障時，通常輸入電流在正半周發(fā)生畸變，同時存在負(fù)向偏置，故障冗余處理后輸入電流同樣可以恢復(fù)正常工作。無論是故障單元還是正常單元，中間直流側(cè)電壓依然可以穩(wěn)定在350V。由于只有半個周期工作，故障單元中間直流側(cè)電壓原本的二次脈動變?yōu)橐淮蚊}動。又由于正常單元在一個周期內(nèi)工作狀態(tài)不同，正常單元的二次脈動變成了一大一小兩個脈動。正常工作時中間直流側(cè)電壓波動約為11V，故障冗余處理后電壓波動為15V左右，電壓穩(wěn)定且沒有振蕩或發(fā)散現(xiàn)象。

圖16 正常-故障-故障恢復(fù)過程電壓電流波形

圖17所示為不同負(fù)載下的H橋變換器開路故障冗余保護(hù)方法。考慮功率因數(shù)為1，在H橋變換器運(yùn)行過程中，可以通過鎖相環(huán)的結(jié)果對區(qū)間進(jìn)行判斷。從結(jié)果可以看出該開路故障冗余保護(hù)方法可以適用于不同的負(fù)載條件。

圖17 不同負(fù)載情況下輸入電流波形

圖18所示為兩個單元發(fā)生互補(bǔ)IGBT開路故障下的波形，一個單元發(fā)生了VT1故障，另一個單元發(fā)生VT2故障。從圖18中可以看到，兩個單元發(fā)生互補(bǔ)故障的情況下，完全可以令一個單元工作在電流正半?yún)^(qū)間，另一個單元工作在電流負(fù)半?yún)^(qū)間，兩個單元輪流工作，H橋變換器依舊能夠正常運(yùn)行。

圖18 發(fā)生互補(bǔ)故障兩單元波形

4.2 級聯(lián)H橋變換器故障實驗

為了進(jìn)一步驗證該故障冗余方法的有效性，在五單元實驗平臺上進(jìn)行了級聯(lián)H橋IGBT故障實驗以及故障冗余實驗，級聯(lián)H橋變換器后連接雙有源橋變換器作為負(fù)載，并構(gòu)成電力電子變壓器結(jié)構(gòu)。在某一時刻令單元3發(fā)生了級聯(lián)H橋側(cè)的IGBT故障，其余單元依然正常工作。

在正常運(yùn)行情況下，各電氣量的波形如圖19a所示。在正常運(yùn)行情況下，單元端口電壓為標(biāo)準(zhǔn)的PWM脈沖電壓，正負(fù)半周對稱且分布均勻，總PWM電壓為標(biāo)準(zhǔn)的階梯波，輸入電流為正弦波。各單元中間直流側(cè)電壓穩(wěn)定在350V，并且存在均勻的二次脈動，雙有源橋變換器的輸出電壓穩(wěn)定在350V。當(dāng)H橋側(cè)發(fā)生IGBT故障后，故障單元端口的PWM電壓受到影響而發(fā)生了變化，如圖19b和圖19c所示。當(dāng)VT1發(fā)生故障時，在輸入電流正向的區(qū)間內(nèi)PWM電壓較為正常；在電流負(fù)向區(qū)間內(nèi)，PWM電壓發(fā)生明顯變化，負(fù)向PWM脈沖寬度明顯增加；在電流過零的位置，PWM脈沖出現(xiàn)嚴(yán)重畸變。此外，輸入電流也受到故障影響，電流負(fù)向部分不再是規(guī)則的正弦波，而是呈現(xiàn)鋸齒狀。同樣，當(dāng)VT2故障時，在電流正向的區(qū)間內(nèi)，波形也發(fā)生了類似的變化。

可以看到，PWM電壓在故障的區(qū)間內(nèi)存在明顯的異常脈沖，在部分位置上出現(xiàn)了不屬于該區(qū)間的電平。由于發(fā)生了故障，中間直流側(cè)電壓同樣受到了影響。不僅故障單元的中間直流側(cè)電壓出現(xiàn)畸變現(xiàn)象，所有單元的中間直流側(cè)電壓均出現(xiàn)了異常，原本二次脈動消失，一個工頻周期內(nèi)僅剩下一次脈動。

圖19d和圖19e所示為經(jīng)過故障冗余處理后故障單元端口PWM電壓與輸入電流的波形。針對VT1故障后的調(diào)制波重構(gòu)，僅在電流正向時讓故障單元工作，產(chǎn)生PWM電壓；在電流反向的時候，通過一對正常的IGBT將故障單元隔離。同樣，在VT2故障發(fā)生后，僅在電流負(fù)向時讓故障單元工作，產(chǎn)生PWM電壓。從圖中可以看到，通過重構(gòu)調(diào)制波，輸入電流基本恢復(fù)為正常的正弦。不論是故障單元還是正常單元，中間直流側(cè)電壓均可以穩(wěn)定在350V。由于故障單元在一個工頻周期內(nèi)僅有半個周期傳遞功率，因此中間直流側(cè)電壓僅存在一次脈沖。正常單元存在二次功率脈動，由于前半個周期與后半個周期傳輸功率不同，因此兩個脈動的幅值不同。同時，輸出電壓是穩(wěn)定的，能夠維持在350V。不論是VT1故障冗余還是VT2故障冗余，故障單元的電感電流均小于正常單元的電感電流，說明了故障單元在故障后依然能夠保留部分功率傳輸能力，通過重構(gòu)能夠繼續(xù)提供部分功率傳輸工作。實驗結(jié)果與理論分析基本一致，并與仿真結(jié)果相吻合，進(jìn)一步驗證了提出的基于級聯(lián)H橋變換器故障冗余保護(hù)方法的正確性和有效性。

5 結(jié)論

本文提出了級聯(lián)H橋變換器IGBT開路故障分析方法與基于調(diào)制波重構(gòu)策略的冗余保護(hù)方法。本文首先研究了不同IGBT器件開路故障對全橋變換器端口電壓的影響規(guī)律，在此基礎(chǔ)上結(jié)合PWM調(diào)制策略詳細(xì)分析了不同工作區(qū)間下端口PWM電壓的變化規(guī)律以及對電路運(yùn)行的影響。根據(jù)分析結(jié)果，提出了級聯(lián)H橋調(diào)制波重構(gòu)的故障冗余方法，詳細(xì)分析了該重構(gòu)方法的實現(xiàn)手段及各單元的重構(gòu)策略，推導(dǎo)分析了該冗余保護(hù)方法的功率傳輸能力及適用范圍。在搭建的五單元仿真與實驗平臺上進(jìn)行了仿真與實驗驗證，所得結(jié)果與理論分析一致，驗證了該冗余保護(hù)方法的可行性和有效性。

該冗余方法的優(yōu)點是，能夠使H橋變換器從IGBT開路故障中恢復(fù)運(yùn)行，并盡可能最大化地利用故障單元傳輸能量。該方法屬于部件級故障冗余方法，能夠與設(shè)置備用冗余單元的系統(tǒng)級方法結(jié)合使用，即當(dāng)備用單元全部被使用后，部件級故障冗余保護(hù)方法能夠保證再發(fā)生故障時，變換器依然保留一定的運(yùn)行能力，增強(qiáng)了變換器對故障的適應(yīng)能力。

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IGBT Open-Circuit Fault Analysis and Fault-Tolerant Method for Cascaded H-Bridge Converter

Zhao Nan Zheng Zedong Liu Jianwei Li Chi Li Yongdong

（ State Key Laboratory of Power System and Generation Equipment Department of Electrical Engineering Tsinghua University Beijing 100084 China）

Cascaded H-bridge (CHB) converters are a type of common topology for high-voltage high-power power conversion and reliability, especially fault tolerant control, is a key issue because a CHB converter consists of many converter submodules and power devices. There are two levels of fault tolerant control for CHB converters, namely system level, which makes use of redundant or hot standby converter submodules, and converter level, that enhances the fault-tolerant performances for a converter submodule. The system level control usually bypasses faulty submodules completely and needs extra components which introduce increased costs and decreased efficiency, and thus the converter level control is also important to enhance the fault tolerant performance of one submodule before being bypassed. This paper focuses on the converter level and proposes a modulation reconstruction method to output reduced power for H-bridge submodules with open-circuited power switches, which requires no additional redundant switches or changes in topology.

For open-circuit faults in a H-bridge, it is found and analyzed that one open-circuit switches only affects its corresponding output voltage in half of a line cycle, either positive or negative, depending on whether upper or lower switches are open-circuited and on the polarity of its current. In the affected half line cycle, the faulty H-bridge can only output half of its nominal voltage with a dc offset of half of its dc bus voltage, which will result in distortion in the output current. In the other half of a line cycle, the faulty H-bridge can operate like normal H-bridges. It is possible to modulate the faulty H-bridge to work in the unaffected half line cycle and to be bypassed in the other half, instead of bypassing the H-bridge at all times. Thus, a modulation method is proposed to enhance the power transfer capability of a CHB converter with faulty H-bridge submodules, based on which switch is open-circuited and the polarity of the current, and the modulation waveforms for the faulty and other healthy H-bridges are updated every half of the line cycle accordingly. In the unaffected half of the line cycle, every H-bridge submodule acts like normal conditions, and then in the other half of the line cycle, the faulty H-bridge submodule output zero voltage and the healthy H-bridge submodules output an increased voltage to compensate the voltage loss of the faulty H-bridge with adjusted phase shifts. As such, the faulty H-bridge submodule can still transfer power half of the time, and the power transfer capability for the CHB converter is increased from (-1)to 2(-1)/(2-1), if only one submodule is faulty, whereis the total number of submodules andis the nominal power of one submodule.

The proposed method was validated in both simulation and experiment, using a 5-level CHB converter. After making one of the power switches in one H-bridge submodule faulty on purpose, the output voltage and current of the CHB converter were distorted and the dc bus voltages of each H-bridge submodule showed abnormal fluctuations. When applying the proposed modulation method, the CHB converter could output sinusoidal current again, although less than normal conditions, and the dc bus voltages were regulated stably. As such, the faulty module can still transfer certain power and the stable operation of cascaded H-bridge converter can be effectively maintained.

Cascaded H-bridge converter, open-circuit fault analysis, fault-tolerant method, modulation reconstruction

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211734

TM461

廣東省重點領(lǐng)域研發(fā)計劃資助項目（2020B0909030003）。

2021-10-29

2022-02-10

趙 楠 男，1991年生，博士，研究方向為電力電子變壓器、儲能變換器、V2G雙向充電樁。E-mail：zhaon_2020@tsinghua.org.cn

鄭澤東 男，1980年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向為交流電機(jī)控制、電力電子變壓器、多電平電力電子變換器、機(jī)車牽引與船舶推進(jìn)。E-mail：zzd@tsinghua.edu.cn（通信作者）

（編輯 赫 蕾）