謝沁園 王瑞田 林克文 范學(xué)鑫 楊國(guó)潤(rùn)

基于端口電壓積分與變下垂系數(shù)的逆變器并聯(lián)下垂控制策略

謝沁園 王瑞田 林克文 范學(xué)鑫 楊國(guó)潤(rùn)

（艦船綜合電力技術(shù)國(guó)防科技重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（海軍工程大學(xué)） 武漢 430033）

孤島微電網(wǎng)中逆變器采用傳統(tǒng)下垂方法并聯(lián)時(shí)，由于逆變器輸出阻抗和線路阻抗差異，可能存在無(wú)功功率不均分和輸出電壓偏移過(guò)大的問(wèn)題。該文分析了并聯(lián)系統(tǒng)功率分配機(jī)理和輸出電壓外特性，提出了一種基于端口輸出電壓積分與變下垂系數(shù)結(jié)合的下垂控制方法。通過(guò)電壓電流雙環(huán)控制器參數(shù)設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)有功功率和無(wú)功功率的解耦，使逆變器適用-/-下垂控制策略；通過(guò)無(wú)功功率均值與實(shí)時(shí)無(wú)功功率誤差調(diào)整下垂系數(shù)實(shí)現(xiàn)無(wú)功功率的均分，通過(guò)端口輸出電壓積分抑制輸出電壓偏移過(guò)大。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，該文所提控制方法提高了無(wú)功功率均分精度，同時(shí)將逆變器輸出電壓相對(duì)于額定電壓的偏移維持在±5%范圍內(nèi)。

逆變器并聯(lián) 下垂控制 端口電壓積分 變下垂系數(shù) 功率均分

0 引言

化石能源日益枯竭和氣候環(huán)境惡化促使能源革命。以風(fēng)能、太陽(yáng)能等分布式發(fā)電作為支撐的微電網(wǎng)成為能源轉(zhuǎn)型的方向[1-2]。微電網(wǎng)孤島運(yùn)行時(shí)，以逆變器為接口的分布式微源并聯(lián)運(yùn)行，采用合適的控制方法實(shí)現(xiàn)并聯(lián)逆變器之間功率的均衡分配是微電網(wǎng)孤島運(yùn)行的基本問(wèn)題[3-5]。

下垂控制策略是當(dāng)前針對(duì)在微電網(wǎng)孤島模式下多機(jī)并聯(lián)情況使用最普遍的控制策略[6-7]，它實(shí)現(xiàn)功率分配的控制方法與利用傳統(tǒng)同步發(fā)電機(jī)下垂特性的控制方法類似。傳統(tǒng)下垂控制存在一定局限；①傳統(tǒng)下垂控制未考慮逆變器輸出阻抗和線路阻抗之間存在不匹配的情形，導(dǎo)致逆變器功率不能均衡分配，對(duì)于采用-/-下垂控制時(shí)，線路阻抗不匹配時(shí)無(wú)功功率無(wú)法實(shí)現(xiàn)均分；②存在固有的電壓下垂特性，導(dǎo)致在負(fù)載增加時(shí)輸出電壓持續(xù)偏離額定電壓[8]。

針對(duì)上述問(wèn)題，專家學(xué)者對(duì)下垂控制做了一些改進(jìn)[9]。文獻(xiàn)[10]對(duì)各個(gè)變換器的頻率取平均值，得到虛擬頻率平均值，并利用其與控制器輸出的虛擬交流量產(chǎn)生的虛擬無(wú)功功率調(diào)節(jié)變換器的電壓參考點(diǎn)。文獻(xiàn)[11]提出在電壓基準(zhǔn)中注入特定頻率諧波，利用諧波有功功率調(diào)節(jié)實(shí)現(xiàn)逆變器無(wú)功功率均分，但是這種方法會(huì)導(dǎo)致輸出電壓和輸出電流的失真。通過(guò)將輸出電流按比例或?qū)r(shí)間微分的結(jié)果反饋至參考電壓，引入虛擬阻抗，將逆變器輸出阻抗設(shè)計(jì)成感性[12-13]或阻性[14]，解耦有功功率和無(wú)功功率，改善了功率均分，但是虛擬阻抗方法只能減小線路阻抗差異對(duì)功率均分的影響，且虛擬阻抗加大了等效輸出阻抗，加劇了輸出電壓的跌落。文獻(xiàn)[15]在傳統(tǒng)下垂控制中引入電壓幅值反饋控制，抑制了輸出電壓的偏移。文獻(xiàn)[16]采用動(dòng)態(tài)虛擬阻抗補(bǔ)償輸出電壓跌落，但是均未考慮線路阻抗差異引起的無(wú)功功率分配不均衡問(wèn)題。文獻(xiàn)[17]提出將虛擬復(fù)阻抗與坐標(biāo)變換相結(jié)合，以實(shí)現(xiàn)無(wú)功功率精準(zhǔn)分配。文獻(xiàn)[18-20]對(duì)線路阻抗進(jìn)行辨識(shí)，其中文獻(xiàn)[20]利用辨識(shí)結(jié)果增加無(wú)功功率補(bǔ)償項(xiàng)實(shí)現(xiàn)功率均分，然而這種方法局限于并聯(lián)連接方式，不適用于結(jié)構(gòu)復(fù)雜的網(wǎng)狀連接方式。

僅靠逆變器本地信息很難精確補(bǔ)償線路阻抗差異帶來(lái)的功率不均，以及輸出電壓的跌落，因此學(xué)者們提出了一些增加通信的方法[21]。文獻(xiàn)[22]和文獻(xiàn)[23]通過(guò)中央控制器發(fā)送無(wú)功功率給定值，利用無(wú)功功率偏差分別設(shè)置虛擬阻抗和下垂系數(shù)補(bǔ)償線路阻抗的不匹配，實(shí)現(xiàn)無(wú)功功率精確均分，但未考慮電壓跌落的補(bǔ)償。文獻(xiàn)[24-26]通過(guò)對(duì)公共連接點(diǎn)電壓積分的結(jié)果實(shí)現(xiàn)功率的均衡分配和對(duì)輸出電壓控制，但在實(shí)際應(yīng)用中接點(diǎn)電壓難以測(cè)量。文獻(xiàn)[27]在有功功率下垂控制中加入無(wú)功功率項(xiàng)，利用有功功率的擾動(dòng)反映無(wú)功功率的不均，在無(wú)功功率下垂中加入有功功率項(xiàng)，通過(guò)消除有功功率擾動(dòng)實(shí)現(xiàn)無(wú)功功率均分。這種利用同步信號(hào)觸發(fā)補(bǔ)償?shù)姆椒ㄔ谪?fù)載變化時(shí)會(huì)失效。文獻(xiàn)[28-29]在無(wú)功功率下垂控制中疊加歷史無(wú)功功率相關(guān)項(xiàng)改善無(wú)功功率均分精度，同時(shí)疊加電壓增量提高電能質(zhì)量，但需要兩種不同類型的同步通信信號(hào)。

針對(duì)傳統(tǒng)下垂控制存在的問(wèn)題，本文在分析并聯(lián)逆變器功率分配機(jī)理的基礎(chǔ)上，通過(guò)電壓電流閉環(huán)控制設(shè)計(jì)等效輸出阻抗為感性，分析并聯(lián)系統(tǒng)功率分配機(jī)理和輸出電壓外特性，提出一種基于端口電壓積分和變下垂系數(shù)的下垂控制策略。引入通信發(fā)送逆變器無(wú)功功率，調(diào)整下垂系數(shù)實(shí)現(xiàn)無(wú)功功率均分，將端口電壓反饋進(jìn)行積分控制輸出電壓在額定電壓允許范圍內(nèi)。仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證結(jié)果表明了本文提出的改進(jìn)下垂控制策略的有效性。

1 逆變器并聯(lián)系統(tǒng)分析

1.1 逆變器并聯(lián)系統(tǒng)功率分配

圖1 兩臺(tái)逆變器并聯(lián)的等效模型

并聯(lián)逆變器（=1,2）輸出的有功功率P和無(wú)功功率Q可以表示[30]為

因此逆變器輸出有功功率、無(wú)功功率可改寫為

逆變器等效輸出阻抗的阻抗角δ可以反映出等效輸出阻抗的性質(zhì)。等效阻抗的性質(zhì)決定逆變器輸出的有功功率與無(wú)功功率的分配情況，從而影響下垂控制方程。當(dāng)?shù)刃л敵鲎杩挂来纬尸F(xiàn)感性、阻性和阻感性時(shí)，下垂控制方程見表1。其中pωi、qui、pui、qωi分別為逆變器的有功功率/頻率下垂系數(shù)、無(wú)功功率/電壓下垂系數(shù)、有功功率/電壓下垂系數(shù)和無(wú)功功率/頻率下垂系數(shù)。*和*分別為空載狀態(tài)下輸出電壓參考值和空載狀態(tài)下輸出角頻率參考值。ω與U分別為逆變器輸出角頻率和輸出電壓。

表1 不同阻抗角對(duì)應(yīng)的下垂控制方程

Tab.1 Droop control equations corresponding to different impedance angles

1.2 傳統(tǒng)下垂控制存在的問(wèn)題

以傳統(tǒng)-/-下垂控制為例，由于頻率是全局量，頻率到參考電壓角度存在積分環(huán)節(jié)，穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)并聯(lián)系統(tǒng)中各逆變器頻率一致，即有

因此當(dāng)下垂系數(shù)取相同值時(shí)，有功功率能夠?qū)崿F(xiàn)均分。

電壓下垂中不存在積分環(huán)節(jié)，輸出電壓直接作為參考電壓幅值。由式（2）和表1可得輸出電壓滿足

式（4）中兩個(gè)方程的交點(diǎn)即逆變器分配的無(wú)功功率，傳統(tǒng)下垂控制中下垂系數(shù)取相同值時(shí)可得無(wú)功功率為

由式（5）可得當(dāng)線路阻抗1≠2時(shí)，1≠2，無(wú)功功率不能均分；1＞2時(shí)，有1＜2，如圖2所示。

圖2 無(wú)功功率分配圖

微電網(wǎng)中分布式電源接口逆變器一般配備LC或LCL濾波器[21]，采用電壓電流雙閉環(huán)控制，如圖3所示。

圖3 傳統(tǒng)下垂控制框圖

雙環(huán)控制時(shí)濾波電容輸出電壓為

式中，()為系統(tǒng)增益；o()為逆變器閉環(huán)等效輸出阻抗；ref為參考電壓；oabc為輸出電流。逆變器輸出電壓為

式中，g為輸出電感。

式中，ui為輸出電壓偏移值；oi為逆變器輸出電壓有效值的平均值；N為逆變器額定輸出電壓。

2 端口電壓積分與變下垂系數(shù)結(jié)合的下垂控制策略

2.1 電壓電流環(huán)設(shè)計(jì)

本文的研究對(duì)象為采用LCL輸出濾波器的逆變器，其控制算法為濾波電容電壓和橋臂電感電流雙閉環(huán)PI控制，并分別在電壓環(huán)和電流環(huán)內(nèi)加入負(fù)載電流反饋和電容電壓反饋，以此確保系統(tǒng)具有優(yōu)良的動(dòng)、靜態(tài)性能，控制框圖如圖4所示。其中m和m為橋臂電感參數(shù)；f和f為濾波電容參數(shù)；load為負(fù)載阻抗；u()、i()、pwm分別為電壓環(huán)傳遞函數(shù)、電流環(huán)傳遞函數(shù)和逆變器增益；c、u、、分別為橋臂電感電流標(biāo)幺系數(shù)、濾波電容電壓標(biāo)幺系數(shù)、輸出電流反饋系數(shù)和電容電壓反饋系數(shù)。

圖4 逆變器雙閉環(huán)控制框圖

電壓外環(huán)采用PI控制，傳遞函數(shù)為u()=up+ui/；電流內(nèi)環(huán)采用比例控制，傳遞函數(shù)i()=ip。

主回路f取值對(duì)閉環(huán)傳遞函數(shù)在工頻處的幅頻特性基本無(wú)影響，限于文章篇幅不在此闡述。因此為了簡(jiǎn)化傳遞函數(shù)，忽略f，逆變器濾波電容電壓abc可表示為

式中

其中各系數(shù)分別為

逆變器輸出電壓oabc可表示為

逆變器的等效輸出阻抗為

逆變器等效輸出阻抗幅頻特性曲線如圖5所示，其中濾波電感Lm為60μH，濾波電感電阻Rm為0.15mΩ，濾波電容Cf為1 100μF，電流反饋系數(shù)Kc為1/2 617，電壓反饋系數(shù)Ku為1/318，調(diào)制系數(shù)Kpwm為410。輸出阻抗設(shè)計(jì)參數(shù)見表2，取第①組參數(shù)時(shí)，工頻范圍內(nèi)逆變器輸出阻抗近似為感性，低壓電路雖然線路阻抗呈阻感性，但輸出阻抗占主導(dǎo)地位，輸出阻抗和線路阻抗之和近似呈現(xiàn)出感性，并解耦了有功功率和無(wú)功功率，使系統(tǒng)滿足表1中δi=90°的下垂控制方程。

表2 逆變器輸出阻抗設(shè)計(jì)參數(shù)

Tab.2 Parameters of inverter output impedance

2.2 功率下垂控制器構(gòu)造

由2.1節(jié)所述，當(dāng)逆變器與并聯(lián)點(diǎn)之間線路阻抗不同時(shí)，傳統(tǒng)下垂控制采用固定的相同下垂系數(shù)時(shí)，無(wú)功功率不能平均分配。由于逆變器輸出阻抗和下垂控制固有的電壓跌落，逆變器端口輸出電壓隨負(fù)載加大而不斷偏離額定工作點(diǎn)。為了解決以上問(wèn)題，提出一種基于端口電壓反饋積分與變下垂系數(shù)相結(jié)合的下垂控制方法，如圖6所示。

圖6 本文提出的下垂控制框圖

下垂控制方程可表示為

式中，1、2、分別為端口電壓積分系數(shù)、變下垂系數(shù)積分系數(shù)和電壓調(diào)整系數(shù)；qu和pω分別為無(wú)功功率-幅值下垂系數(shù)和有功功率-相位下垂系數(shù)；Q為無(wú)功功率參考值，其表達(dá)式為

式中，CAN,i為逆變器接收到的無(wú)功功率；self,i為逆變器計(jì)算所得自身無(wú)功功率。

令可變下垂系數(shù)為

與式（4）類似，可以得到

式中，* o為逆變器輸出阻抗。因此式（14）中電壓方程可以寫為

對(duì)于式（18），若→∞，→0，有

對(duì)比式（7）、式（19）可得，逆變器輸出電壓跌落得到了很大改善，通過(guò)調(diào)整電壓調(diào)整系數(shù)可使逆變器輸出電壓維持在正常偏移范圍內(nèi)。

式（4）在新的下垂控制下可以寫為

改進(jìn)型下垂控制工作原理如圖7所示。端口電壓積分過(guò)程如圖7a所示，改進(jìn)型下垂控制輸出電壓跌落小，可得式（20）中負(fù)載電壓＞L，因此逆變器輸出電壓曲線①和②移動(dòng)到圖7a中的虛線位置（圖7b中實(shí)線④和⑤）；式（20）新的下垂控制電壓下垂系數(shù)減小，因此逆變器下垂曲線③移動(dòng)到圖7a中的虛線位置（圖7b中實(shí)線⑥）；下垂系數(shù)調(diào)整過(guò)程如圖7b所示，由傳統(tǒng)下垂功率分配情況和式（16）有

圖7 本文提出的下垂控制工作原理

因此圖7b中逆變器1下垂系數(shù)減小，下垂曲線實(shí)線⑥調(diào)節(jié)至虛線位置⑦，無(wú)功功率增加；逆變器2下垂系數(shù)增大，實(shí)線⑥調(diào)節(jié)至虛線位置⑧，無(wú)功功率減小，無(wú)功功率之差Δ’逐漸減?。蛔罱K實(shí)現(xiàn)均分。

3 仿真分析與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 仿真分析

為了驗(yàn)證上述改進(jìn)的下垂控制策略的有效性，在Matlab/Simulink仿真平臺(tái)搭建了兩臺(tái)逆變器并聯(lián)的仿真模型，通過(guò)穩(wěn)定性分析選取端口電壓積分系數(shù)1、可變下垂積分系數(shù)2等主要下垂控制參數(shù)，其仿真參數(shù)見表3。

表3 仿真參數(shù)

Tab.3 Simulation Parameters

額定負(fù)載為500kW，功率因數(shù)0.8，進(jìn)行半載和滿載仿真。傳統(tǒng)下垂控制仿真波形如圖8所示，其中o1、o2分別為1號(hào)、2號(hào)逆變器輸出線電壓有效值。a1、a2、c分別為1號(hào)、2號(hào)逆變器A相輸出電流波形及兩臺(tái)逆變器A相輸出電流之差。仿真結(jié)果表明，逆變器輸出有功功率能夠?qū)崿F(xiàn)均分，線路阻抗差異的存在導(dǎo)致無(wú)功功率不能夠均分。逆變器輸出電流環(huán)流較大。由于受逆變器輸出阻抗（主要是輸出濾波電感）與下垂控制固有的電壓降影響，端口輸出電壓跌落嚴(yán)重。滿載輸出電壓偏移已經(jīng)超出±5%的國(guó)標(biāo)要求。虛擬阻抗下垂控制仿真波形如圖9所示，仿真結(jié)果表明虛擬阻抗方法雖然能夠?qū)崿F(xiàn)無(wú)功功率均分，但是輸出電壓仍然跌落嚴(yán)重，超過(guò)±5%的要求。

基于端口電壓積分與變下垂系數(shù)的下垂控制仿真波形如圖10所示。仿真結(jié)果表明，通過(guò)下垂系數(shù)控制，補(bǔ)償了線路阻抗差異影響，逆變器無(wú)功功率能夠?qū)崿F(xiàn)均分，輸出電流環(huán)流顯著減小；通過(guò)端口電壓積分控制，輸出電壓偏移滿足要求。三種下垂控制方法滿載仿真時(shí)功率均分差度和輸出電壓調(diào)整率對(duì)比見表4、表5，可得本文提出的下垂控制方法解決了傳統(tǒng)下垂控制無(wú)功功率不均的問(wèn)題，以及虛擬阻抗方法輸出電壓調(diào)整率超標(biāo)的問(wèn)題。

表4 仿真功率分配差度

Tab.4 Power distribution difference of simulations

表5 仿真穩(wěn)態(tài)輸出電壓

Tab.5 Steady-state output voltage of simulations

逆變器額定功率為500kW。對(duì)負(fù)載功率因數(shù)0.4、0.6、0.9下10%負(fù)載、50%負(fù)載和90%負(fù)載工況進(jìn)行了仿真，結(jié)果如圖11所示。

仿真結(jié)果表明，在功率因數(shù)0.4～0.9范圍內(nèi)，10%～90%負(fù)載工況下，本文提出的逆變器并聯(lián)控制方法能夠?qū)⒛孀兤鬏敵鲭妷浩浦稻S持在額定輸出電壓±5%范圍內(nèi)，將無(wú)功功率分配差度控制在5%以內(nèi)，其中無(wú)功功率分配差度err,i的定義為

圖11 不同負(fù)載下逆變器并聯(lián)仿真波形

式中，err,i為第臺(tái)逆變器的功率分配差度；avg為功率平均值。

3.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

采用兩臺(tái)額定輸出電壓390V，對(duì)額定功率為500kW的三相逆變器進(jìn)行并聯(lián)實(shí)驗(yàn)，逆變器控制系統(tǒng)以DSP+FPGA為核心，開關(guān)頻率為3 150Hz，如圖12所示。

圖12 500kW三相逆變器

兩臺(tái)逆變器之間通過(guò)CAN總線互相發(fā)送無(wú)功功率，通過(guò)設(shè)置不同線纜長(zhǎng)度和數(shù)量，使逆變器線路阻抗與仿真參數(shù)接近，其他系統(tǒng)參數(shù)與仿真一致。逆變器并聯(lián)運(yùn)行圖如圖13所示。

圖13 逆變器并聯(lián)運(yùn)行圖

傳統(tǒng)下垂控制實(shí)驗(yàn)波形如圖14所示，有功功率825kW，功率因數(shù)0.8；虛擬阻抗下垂控制實(shí)驗(yàn)波形如圖15所示，有功功率875kW，功率因數(shù)0.8；端口電壓積分與變下垂系數(shù)結(jié)合的下垂控制實(shí)驗(yàn)波形如圖16所示，有功功率950kW，功率因數(shù)0.8。其中ab1，ab2分別為1號(hào)和2號(hào)逆變器A相和B相之間輸出線電壓波形。三種下垂控制方法功率分配差度見表6，以無(wú)功功率為例，定義功率分配差度如式（22）所示。穩(wěn)態(tài)輸出電壓和最大偏移率見表7。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，基于端口電壓積分與變下垂系數(shù)的下垂控制方法在線路阻抗存在較大差異的情況下，相對(duì)于傳統(tǒng)下垂控制方法，該控制在保證有功功率均分的同時(shí)，較大地改善了無(wú)功功率均分度，相對(duì)于虛擬阻抗下垂控制方法，改善了端口輸出電壓偏移率。

圖14 傳統(tǒng)下垂控制電壓電流波形

圖15 虛擬阻抗下垂控制電壓電流波形

圖16 本文提出的下垂控制電壓電流波形

表6 實(shí)驗(yàn)功率分配差度

Tab.6 Power distribution difference of experiments

表7 實(shí)驗(yàn)穩(wěn)態(tài)輸出電壓

Tab.7 Steady-state output voltage of experiments

4 結(jié)論

本文針對(duì)逆變器并聯(lián)時(shí)使用傳統(tǒng)下垂控制策略因?yàn)榫€路阻抗的差異而帶來(lái)的無(wú)功功率分配問(wèn)題，以及下垂控制和輸出阻抗存在電壓降落帶來(lái)的輸出電壓偏移過(guò)大的問(wèn)題，提出端口電壓積分結(jié)合變下垂系數(shù)的下垂控制方法，得到以下結(jié)論：

1）通過(guò)設(shè)置合理的電壓與電流雙閉環(huán)控制參數(shù)，將逆變器等效輸出阻抗設(shè)置為感性，從而實(shí)現(xiàn)有功功率和無(wú)功功率的解耦。

2）通過(guò)給定無(wú)功功率指令，實(shí)時(shí)調(diào)節(jié)無(wú)功功率-電壓下垂系數(shù)，從而減小并聯(lián)環(huán)流，使無(wú)功功率均分效果得到了明顯改善。

3）通過(guò)端口電壓積分控制，抑制了輸出電壓的過(guò)大跌落，其最大電壓偏移率小于5%，滿足輸出電壓偏移要求。

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Droop Control Strategy of Parallel Inverters Based on Port Voltage Integration and Variable Droop Coefficient

Xie Qinyuan Wang Ruitian Lin Kewen Fan Xuexin Yang Guorun

（National Key Laboratory of Science and Technology on Vessel Integrated Power System Naval University of Engineering Wuhan 430033 China）

When inverters are paralleled using the traditional droop method in the isolated island microgrid, the difference between inverter output impedance and line impedance leads to the problem of unequal reactive power distribution and over-migration of output voltage. It is necessary to rationally configure the output impedance of the inverter and reconstruct the droop controller to meet the requirements of the inverter parallel index.

The equivalent model of two paralleled inverters was established. The power distribution characteristics of the parallel system and droop control equations corresponding to different impedance angles were analyzed. Active power frequency droop and reactive power voltage droop were mainly realized based on inductive output impedance in this paper. In steady-state, the frequency of each inverter in the parallel system was consistent, so the active power can be evenly divided. There was no integration link in voltage droop, so the reactive power was unequal when the line impedance was not consistent. The causes of voltage drop in traditional droop control were revealed, including the drop caused by droop control and output impedance. Aiming at the problem of uneven reactive power distribution caused by line impedance differences and output voltage drop exceeding the standard caused by output impedance and droop control, a droop control strategy based on port voltage integration and variable droop coefficient was proposed.

Firstly, the active power and reactive power were decoupling by designing the output inductor parameter and the voltage and current double-loop control parameters, so that the P-ω/Q-V droop control equation was applicable to the inverter.

Secondly, the power droop controller was redesigned. The integral term of the difference between the output reactive power and the average reactive power was added to the conventional output voltage-reactive power droop equation. Two inverter output port voltage, current and its reactive power was calculated, at the same time the use of digital communication its reactive power was sent to the other inverter, reactive power real-time calculated average, through the average error of the reactive power and reactive power regulation droop coefficient, compensation inverter due to inconsistent line impedance between reactive power differences. The integral term of the difference between the output port voltage and the rated voltage was added to the droop equation, which was used to suppress the port voltage drop and stabilize the port voltage within the allowable offset range.

Finally, the traditional droop control, virtual impedance droop control and the droop control strategy proposed in this paper were compared by simulation and experiment. The results show that the reactive power cannot be evenly divided due to the difference of line impedance in the traditional droop control, and the port output voltage drop was serious. Although the virtual impedance method can achieve equal division of reactive power, the output voltage still drops seriously, exceeding the ±5% requirement. The inverter parallel control method proposed in this paper can ensure equal active power division and control the difference of reactive power distribution within 5%, improve the equal division of reactive power, and maintain the inverter output voltage offset rate within ±5% of the rated output voltage.

Inverter parallel, drop control, port-voltage integration, variable droop coefficient, power sharing

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211751

TM464

國(guó)家自然科學(xué)基金（51907199）和中國(guó)博士后基金第64批面上項(xiàng)目（2018M643866）資助。

2021-10-30

2022-01-10

謝沁園 女，1998年生，碩士研究生，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)。E-mail：xqy329221315@qq.com

林克文 男，1989年生，助理研究員，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)。E-mail：kewenlin@163.com（通信作者）

（編輯 赫 蕾）