楊 勇 宋大威 顧占彪 徐森鋒 張之梁

星載1MHz GaN LLC變換器低反向?qū)〒p耗控制

楊 勇1宋大威1顧占彪2徐森鋒2張之梁1

（1. 南京航空航天大學航空電源重點實驗室 南京 210016 2. 中國電子科技集團公司第十三研究所 石家莊 050051）

氮化鎵（GaN）器件反向?qū)▔航狄话愠^1.8V，400W 1MHz LLC變換器一次側(cè)GaN器件反向?qū)〒p耗超過單管總損耗15%。該文提出一種應用于1MHz星載GaN LLC變換器一次側(cè)開關管的低反向?qū)〒p耗控制，根據(jù)GaN器件結(jié)電容放電時間調(diào)整死區(qū)，在保證實現(xiàn)零電壓軟開關（ZVS）的前提下縮短GaN器件反向?qū)〞r間以降低反向?qū)〒p耗。所提控制基于數(shù)學模型，對GaN器件等效輸出結(jié)電容與LLC死區(qū)內(nèi)諧振電流進行推導，計算LLC一次側(cè)GaN器件結(jié)電容放電時間作為不同工況下死區(qū)調(diào)節(jié)依據(jù)。使用抗輻照GaN器件搭建400W 1MHz LLC變換器原理樣機，驗證所提死區(qū)控制。與固定死區(qū)（100ns）策略相比，一次側(cè)GaN器件的單管損耗在10%負載與滿載下分別降低32%與16%，整機效率分別提高1%和0.2%。

GaN 衛(wèi)星應用 反向?qū)〒p耗 LLC變換器 死區(qū)

0 引言

衛(wèi)星電子設備在復雜的太空環(huán)境下運行，不可避免地遭受太空輻射的影響。電子系統(tǒng)中的電源設備由于能量傳遞過程存在電磁場交替變化，更容易受到太空中輻射的干擾[1]。第三代功率器件氮化鎵（Gallium Nitride High Electron Mobility Transistor, GaN HEMT）因其抗輻照優(yōu)勢，能夠更好地應用于星載電源。使用GaN器件，LLC變換器開關頻率可以提升至1MHz以縮小變換器尺寸，在保證輻照環(huán)境中可靠性的前提下，進一步滿足星載電源的高功率密度要求[2]。GaN器件需要依靠其反向?qū)C制實現(xiàn)反向?qū)ǎ旘?qū)動電壓為0時，其反向?qū)▔航祍d超過1.8V，大于常見Si器件[3]。圖1為采用GaN器件的全橋LLC變換器，一次側(cè)GaN器件的反向?qū)〒p耗發(fā)生在死區(qū)內(nèi)的反向?qū)A段，且隨頻率升高而增大。在1MHz開關頻率應用場景下，以本文所提400W GaN LLC樣機為例，固定死區(qū)100ns時，LLC一次側(cè)GaN器件Q1～Q4的反向?qū)〒p耗將達到單管損耗的15%以上。

圖1 LLC變換器一次側(cè)功率管反向?qū)A段

以200V抗輻照GaN器件ISL73024SEH（應用于文中樣機）及200V抗輻照Si器件IRHNA67260為例，抗輻照GaN器件品質(zhì)因數(shù)（Figure-of-Merit, FM）超過抗輻照Si器件84倍，封裝面積是抗輻照Si器件的0.17，使得GaN器件有助于更高效率和更高功率密度的星載電源設計。但隨著器件封裝尺寸縮小，GaN器件的損耗應當成比例的縮小，避免成為熱設計瓶頸。太空中只存在輻射散熱，需要盡量降低功率器件的損耗以降低衛(wèi)星散熱壓力。對應于衛(wèi)星的1MHz GaN LLC變換器，一次側(cè)開關管的反向?qū)〒p耗應降低，以減少GaN器件發(fā)熱。

通過死區(qū)控制可降低LLC變換器一次側(cè)GaN器件反向?qū)〒p耗。LLC變換器死區(qū)控制分為一次側(cè)死區(qū)控制與同步整流管死區(qū)控制。同步整流管死區(qū)控制根據(jù)負載與開關頻率引起的同步整流管電流變化調(diào)節(jié)同步整流管死區(qū)，降低同步整流管反向?qū)〒p耗[4]。一次側(cè)死區(qū)控制對象為圖1中Q1～Q4。傳統(tǒng)一次側(cè)死區(qū)控制研究主要集中在LLC變換器零電壓軟開關（Zero Voltage Switching, ZVS）實現(xiàn)條件分析[5]，針對一次側(cè)開關管反向?qū)〒p耗的研究較少，因為在kHz的Si LLC變換器中，一次側(cè)開關器件的反向?qū)〒p耗占單管損耗比重一般不超過5%。但如上文所述，1MHz LLC變換器一次側(cè)GaN器件反向?qū)〒p耗可達到單管總損耗15%以上，因此本文針對GaN 1MHz LLC變換器一次側(cè)GaN器件死區(qū)內(nèi)反向?qū)〒p耗進行研究。

目前針對LLC變換器的一次側(cè)功率管死區(qū)調(diào)節(jié)方案可分為兩類：硬件電路檢測方案[6-8]與無檢測控制方案[9-12]。硬件電路檢測方案中，漏源極電壓檢方案[6]直接檢測開關管漏源極電壓，其需要為LLC的每一路橋臂設置檢測電路；諧振電流檢測方案[7]檢測死區(qū)內(nèi)諧振電流，并根據(jù)諧振電流計算實際死區(qū)時間；諧振電容電壓檢測方案[8]檢測諧振電容電壓，積分后獲得諧振電流信息，根據(jù)諧振電流計算實際死區(qū)時間。硬件電路檢測方案能夠全范圍內(nèi)實現(xiàn)一次側(cè)死區(qū)最優(yōu)控制，但其增加了控制電路的復雜性。無檢測控制方案中，固定死區(qū)策略[9]廣泛應用于Si LLC變換器，應用于寬電壓范圍場景時，部分電壓范圍內(nèi)功率器件反向?qū)〞r間過長，引起過高反向?qū)〒p耗。文獻[10]提出了一種查表策略以優(yōu)化調(diào)整LLC變換器一次側(cè)功率管的死區(qū)，但控制精度取決于查表的精度，同時只適合特定參數(shù)的變換器。文獻[11]提出了基于基波分析法的一次側(cè)死區(qū)分析，但遠離諧振點后準確度將大大下降。文獻[11]考慮了開關器件關斷過程計算精確的死區(qū)時間，但并沒有針對整個工作區(qū)間進行分析。

針對1MHz星載抗輻照LLC變換器一次側(cè)GaN器件死區(qū)損耗，提出基于開關管結(jié)電容放電時間的低反向?qū)〒p耗控制，基本原理是根據(jù)開關管結(jié)電容放電時間調(diào)整死區(qū)，降低反向?qū)〒p耗。

1 1MHz GaN LLC一次側(cè)死區(qū)控制挑戰(zhàn)

1.1 LLC一次側(cè)GaN器件反向?qū)〒p耗

一次側(cè)GaN器件反向?qū)〒p耗的計算公式為

式中，sd為單個開關管的反向?qū)〒p耗；sd為反向?qū)▔航担籹d為反向?qū)娏?；sd為實際反向?qū)〞r間；s為開關頻率。sd受GaN器件反向?qū)ㄌ匦约胺聪驅(qū)娏鳑Q定，反向?qū)〞r間sd及開關頻率s可由控制器控制。

GaN器件反向?qū)〒p耗如圖2所示。圖2a對比抗輻照GaN器件、非抗輻照GaN器件與抗輻照Si器件的反向?qū)ㄌ匦?，相同反向?qū)娏髑闆r下，GaN器件反向?qū)▔航党^Si器件1.3V。圖2b以本文討論的1MHz LLC變換器為例，說明相同工況下兩種GaN器件反向?qū)〒p耗在單管總損耗中占比。當死區(qū)時間為100ns，工作頻率1MHz，死區(qū)內(nèi)反向流過開關管的平均電流為2.5A時，抗輻照器件ISL73024SEH和商用器件GS66508T的反向?qū)〒p耗分別占單管總損耗的19.1%和16.3%。可見在1MHz工作頻率下，GaN器件反向?qū)〒p耗在單管總損耗占比中不可忽略。

（a）不同器件反向?qū)ㄌ匦裕╞）單管中反向?qū)〒p耗占比

1.2 輸出結(jié)電容非線性對ZVS的影響

為保證實現(xiàn)ZVS，LLC變換器一次側(cè)GaN器件輸出結(jié)電容oss中的電荷在死區(qū)內(nèi)必須被全部抽取[9]，使得漏源極電壓在GaN器件開通之前下降至零。GaN器件輸出電容oss隨電壓非線性變化，當LLC變換器工作在寬電壓范圍時，結(jié)電容的非線性影響結(jié)電容放電時間判斷。因此，為獲得結(jié)電容放電的準確時間，在寬電壓范圍內(nèi)調(diào)整死區(qū)時必須考慮輸出電容的非線性。

1.3 死區(qū)內(nèi)諧振電流精確計算

由于GaN器件輸出結(jié)電容oss中的電荷抽取速度與死區(qū)內(nèi)諧振電流的大小有關，因此需要獲得一次側(cè)開關管關斷時刻的諧振電流以計算結(jié)電容電荷抽取所需時間。當LLC變換器工作于諧振點附近時，基波分析法即可獲得較為準確的死區(qū)電流[13]；但當LLC變換器工作于寬電壓范圍時，基波分析法誤差較大，難以獲得準確的關斷電流。因此寬電壓工作范圍下，需要根據(jù)時域模型計算LLC變換器死區(qū)內(nèi)的諧振電流。同時需要避免復雜的計算過程，便于關斷電流計算過程在數(shù)字控制器中的實現(xiàn)。

2 所提1MHz LLC低反向?qū)〒p耗控制

為建立零電壓開通條件，諧振電流必須在死區(qū)期間內(nèi)完全抽取功率管輸出結(jié)電容中電荷。死區(qū)時間dead必須大于等于結(jié)電容放電時間ZVS，即

式中，ir,dead為死區(qū)內(nèi)諧振電流；ZVS,eq是為實現(xiàn)ZVS，ir,dead在死區(qū)內(nèi)需要抽取的總等效電荷量，與輸入輸出電壓有關。ir,dead與一次側(cè)功率管的關斷電流turn,off密切相關。turn,off則受輸入輸出電壓、負載、開關頻率等因素的影響。

圖3 LLC一次側(cè)關斷電流影響因素

圖4為所提控制的基本思路。以Q1管為例，根據(jù)關斷電流turn,off計算Q1管結(jié)電容放電時間ZVS，并依此調(diào)節(jié)死區(qū)時間dead，使得Q1管死區(qū)內(nèi)的反向?qū)〞r長盡量縮短。

圖5為所提控制方案框圖。in為輸入電壓，o為輸出電壓，o為輸出電流，s為由PI控制器產(chǎn)生的開關頻率，dead,pri為穩(wěn)態(tài)工作情況下合適的死區(qū)時間。首先根據(jù)各參數(shù)計算獲得死區(qū)內(nèi)諧振電流ir,dead，并根據(jù)輸入輸出電壓計算等效電荷ZVS,eq。根據(jù)ir,dead和ZVS,eq，得出保證的最優(yōu)死區(qū)時間dead,pri。經(jīng)過限幅器限幅后，dead,pri作為主開關的死區(qū)時間傳遞至PWM模塊生成實際死區(qū)時間。

（a）Q1準備導通　?。╞）根據(jù)Q1結(jié)電容放電時間調(diào)整死區(qū)

圖5 所提控制方案框圖

3 一次側(cè)開關管結(jié)電容放電時間計算

首先針對功率管輸出結(jié)電容進行等效處理，獲得寬電壓范圍下等效輸出結(jié)電容osseq及實現(xiàn)ZVS所需抽取的總電荷ZVS,eq。然后在時域內(nèi)根據(jù)LLC變換器工作狀態(tài)計算死區(qū)內(nèi)的精確諧振電流[14]，最終獲得一次側(cè)開關管結(jié)電容放電時間。

3.1 功率管輸出結(jié)電容等效處理

以本文應用的抗輻照GaN器件ISL73024SEH為例，對功率管輸出結(jié)電容進行等效處理，如圖6所示。

圖6中，ossorg為根據(jù)數(shù)據(jù)手冊獲得的不同漏源極電壓DS下的輸出結(jié)電容。將ossorg離散化，獲得根據(jù)電壓劃分的離散值ossdisc，便于數(shù)字控制器進行存儲。根據(jù)離散化ossdisc，獲得等效輸出電容osseq[10]為

式中，[in]為對輸入電壓in進行取整，且

為實現(xiàn)ZVS開通，死區(qū)內(nèi)諧振電流需要抽取的總電荷[10]為

式中，oss,eq,p為一次側(cè)功率管輸出結(jié)電容；oss,eq,s為同步整流管輸出結(jié)電容；stray為通過Q3D仿真獲得的印制電路板（Printed Circuit Board, PCB）雜散電容。

3.2 CCM下結(jié)電容放電時間

CCM LLC變換器主要波形及等效電路如圖7所示[15]。圖7a為LLC變換器工作于諧振頻率以上（CCM，s＞r）時主要工作波形。其中，AB為LLC橋臂中點電壓，ir為諧振電流，im為勵磁電感電流，Vr為諧振電容電壓。x時刻一次側(cè)開關管關斷，ir,off為關斷時刻的諧振電流。圖7b為CCM下f～x階段內(nèi)等效電路，其中，r為諧振電感，m為勵磁電感，o為折算到變壓器一次側(cè)的輸出電壓。

根據(jù)圖7b中等效電路，計算關斷時刻諧振電流ir,off。根據(jù)基爾霍夫電壓（KVL）定理，有

（a）CCM LLC主要波形　　　　?。╞）等效電路

電容電壓的通解為

式中，1和2為依賴于初始條件的系數(shù)；r為LLC諧振角頻率。

同理，獲得諧振電流的通解為

根據(jù)圖7a，在f～d（一半的開關周期）內(nèi)，諧振電容電壓由Vr,tf增大到Vr,td。這段時間內(nèi)輸入源向諧振電容r注入的總電荷表示為

由于Vr,tf與Vr,td關于0對稱，因此有

單個周期內(nèi)，認為變換器輸入能量i等于變換器輸出能量o，因此變換器輸入能量與變換器輸出能量分別為

根據(jù)式（10）、式（11），可獲得f時刻諧振電容電壓為

并且，在d時刻，諧振電流與勵磁電流相等，即

根據(jù)式（12）、式（13），獲得諧振電容電壓與諧振電感電流初始值。結(jié)合式（7）、式（8），獲得半周期內(nèi)諧振電流表達式為

根據(jù)式（14），獲得關斷時刻諧振電流ir(c)。并結(jié)合總電荷ZVS計算CCM工作情況下實現(xiàn)ZVS所需的一次側(cè)開關管結(jié)電容放電時間為

3.3 DCM下結(jié)電容放電時間

DCM LLC主要波形及等效電路如圖8所示。圖8a為LLC變換器在低于諧振點（DCM，s＜r）工作時的主要波形。

（a）DCM LLC主要波形 （b）tr～tc階段等效電路

f～r階段，LLC變換器向負載傳遞能量；在r時刻，諧振電流等于勵磁電流，LLC變換器進入三元件諧振狀態(tài)，這一階段一直持續(xù)到c。圖8b為r～c階段內(nèi)等效電路，其中s為折算至變壓器一次側(cè)的二次側(cè)寄生電容。

根據(jù)圖8a，f～r階段內(nèi)，勵磁電感被輸出電壓鉗位，勵磁電流im線性上升。r時刻，有

忽略圖8b中寄生電容s在三元件諧振期間內(nèi)對一次電流的影響，在r～c階段，認為諧振電流ir與勵磁電流im相等，即

根據(jù)圖8b的等效電路，與3.2節(jié)推導類似，獲得勵磁電流m在c時刻的值為

式中，r為諧振電感與諧振電容r的諧振頻率；L為輸出負載。c時刻的諧振電容電壓vr(c)在式（12）中已得出。根據(jù)關斷時刻的諧振電流，計算實現(xiàn)ZVS所需的一次側(cè)開關管結(jié)電容放電時間為

4 所提控制實現(xiàn)

4.1 GaN器件輸出結(jié)電容差異對所提控制影響

圖9為一次側(cè)GaN器件Q1～Q4開通過程波形。由圖9可知，Q1～Q4的開通時間基本相同，均維持在40ns左右。Q1～Q4流過的諧振電流相同，由式（2）可知，Q1～Q4管結(jié)電容中的電荷基本一致，因此不同GaN器件輸出結(jié)電容的差異對所提控制方案影響可以忽略，所提方案計算的死區(qū)時間滿足一次側(cè)各個開關管安全開通最小死區(qū)時間的要求。為了進一步保證GaN器件結(jié)電容差異不會影響ZVS的實現(xiàn)，所提方案在計算的死區(qū)時間基礎上留有10ns的裕度，根據(jù)式（2），保證結(jié)電容容差在10%以內(nèi)時，一次側(cè)各開關管均能夠?qū)崿F(xiàn)ZVS。

圖9 一次側(cè)開關管開通波形

4.2 所提控制在數(shù)字控制器中實現(xiàn)

圖10為所提死區(qū)控制流程。LLC變換器的諧振頻率為1MHz，設置中斷周期與諧振點處開關周期相同，為1.0ms固定值，中斷周期與變換器實際開關頻率不關聯(lián)。每個中斷周期內(nèi)，輸出電壓和輸出電流信號經(jīng)過檢測電路輸入數(shù)字控制器。在PI調(diào)節(jié)開關頻率后，基于寄生電容放電模型計算死區(qū)時間dead,cal，并與最小死區(qū)時間dead,min和當前實際輸出死區(qū)時間dead比較。若dead≠dead,cal，則dead按照固定步長D向dead,cal靠近；若dead,cal小于設定最小死區(qū)dead,min，則維持dead=dead,min。

圖10 所提控制方案流程

5 實驗驗證與分析

5.1 實驗樣機

基于圖1，設計應用于衛(wèi)星的400W 1MHz抗輻照GaN LLC變換器樣機如圖11所示。圖中，樣機尺寸為100mm×57mm×11mm，功率密度為104.54W/in3（1in3=1.638 71×10-5m3）。表1為所設計原理樣機的主要參數(shù)。根據(jù)體積、效率與輸出電壓調(diào)節(jié)情況，樣機實際工作頻率范圍為0.9～1.125MHz。

圖11 抗輻照變換器樣機

表1 變換器及主要元器件參數(shù)

5.2 所提控制實驗驗證

圖12為LLC變換器工作于DCM（低于諧振頻率，s＜r）下所提控制工作波形。設定初始死區(qū)dead,max=100ns，最小死區(qū)dead,min=45ns。輸入電壓100V，負載320W（80%負載）時，一次側(cè)死區(qū)自動調(diào)整靠近53ns。所提方案控制死區(qū)時間自適應降低，以跟蹤實際ZVS時間。

圖12 DCM下實驗波形

圖13為LLC變換器工作于CCM（高于諧振頻率，s＞r）下應用所提控制的工作波形。設定初始死區(qū)dead,max=100ns，最小死區(qū)dead,min=45ns。當輸入電壓為110V，負載由5%增加到80%時（20～320W），實際ZVS時間由82ns降低到26ns。所提方案控制死區(qū)時間隨著負載上升自適應減小以跟蹤實際ZVS時間。當實際ZVS時間降低至26ns時，死區(qū)限制于最小死區(qū)dead,min。結(jié)果表明，所提控制方案能夠跟蹤一次側(cè)GaN器件結(jié)電容放電時間的變化并實時調(diào)節(jié)死區(qū)。

圖13 CCM下實驗波形

5.3 效率對比

為驗證所提方案效果，將所提方案與固定死區(qū)方案進行對比。設置固定死區(qū)時間分別為90ns 與100ns。圖14為in=94V，out=28V時，反向?qū)〒p耗sd在單管總損耗device中占比。固定死區(qū)時間由100ns降低至90ns時，反向?qū)〒p耗在單管總損耗中占比降低約5%～7%。采用所提方案，反向?qū)〒p耗sd占單管總損耗的比例降低16%～32%。

圖15為所提控制與固定死區(qū)控制方案下樣機效率。為降低效率測試中實驗誤差的干擾，最終效率為5次測量效率的平均值。圖15中，輸入電壓100V，輸出電壓28V時，兩種固定死區(qū)方式下所測效率基本相似。所提實驗方案對比100ns固定死區(qū)方案，10%負載（40W）下整機效率提高1%；輸出滿載（400W）時整機效率提高0.2%。

圖14 反向?qū)〒p耗在單管總損耗占比

圖15 整機效率分布Vo=28V, Vin=100V

6 結(jié)論

本文提出一種應用于1MHz星載LLC變換器一次側(cè)GaN器件的低反向?qū)〒p耗控制，降低死區(qū)內(nèi)GaN器件反向?qū)〒p耗。所提控制通過計算LLC變換器一次側(cè)GaN器件結(jié)電容放電時間，在保證ZVS實現(xiàn)前提下根據(jù)結(jié)電容放電時間優(yōu)化一次側(cè)死區(qū)以降低GaN器件反向?qū)〒p耗。本文對GaN器件輸出結(jié)電容在寬電壓范圍下進行等效處理，在時域內(nèi)計算不同工況下LLC變換器死區(qū)內(nèi)諧振電流，建立了LLC一次側(cè)開關管結(jié)電容放電模型。所提控制使用傳統(tǒng)閉環(huán)控制已有的輸入、輸出電壓電流信息，不直接測量高頻電壓或電流，對LLC變換器主電路本身不存在特殊要求。搭建基于抗輻照GaN器件的400W 1MHz LLC變換器驗證所提控制。與固定死區(qū)（100ns）策略相比，所提方案使得一次側(cè)開關管的單管損耗在降低了16%～32%；整機效率在滿載時提高0.2%，10%負載時提高1%。

[1] 周荔丹, 閆朝鑫, 姚鋼, 等. 空間輻射環(huán)境對航天器分布式電力系統(tǒng)關鍵部件的影響及應對策略[J]. 電工技術(shù)學報, 2022, 37(6): 1365-1380.

Zhou Lidan, Yan Chaoxin, Yao Gang, et al. Influence of space radiation environment on critical components of spacecraft distributed power system and counter- measures[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2022, 37(6): 1365-1380.

[2] Zhang Zhiliang, He Binghui, Hu Dongdong, et al. Multi-winding configuration optimization of multi- output planar transformers in GaN active forward converters for satellite applications[J]. IEEE Transa- ctions on Power Electronics, 2019, 34(5): 4465-4479.

[3] 任小永, David Reusch, 季澍, 等. 氮化鎵功率晶體管三電平驅(qū)動技術(shù)[J]. 電工技術(shù)學報, 2013, 28(5): 202-207.

Ren Xiaoyong, David Reusch, Ji Shu, et al. Three- level driving method for GaN power transistor[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2013, 28(5): 202-207.

[4] Zhu Xinyi, Li Haoran, Zhang Zhiliang, et al. A sensorless model-based digital driving scheme for synchronous rectification in 1-kV input 1-MHz GaN LLC converters[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2021, 36(7): 8359-8369.

[5] Ren Ren, Liu Bo, Jones E A, et al. Accurate ZVS boundary in high switching frequency LLC con- verter[C]//2016 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), Milwaukee, 2017: 1-6.

[6] Li Haoran, Wang Shengdong, Zhang Zhiliang, et al. Bidirectional synchronous rectification on-line calcu- lation control for high voltage applications in SiC bidirectional LLC portable chargers[J]. IEEE Transa- ctions on Power Electronics, 2021, 36(5): 5557-5568.

[7] Crisafulli V, Gutierrez D, Fazio. Efficiency maximi- zation for half-bridge LC converter through automatic dead time tuning[C]//PCIM Europe 2016, Inter- national Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management, 2016: 1-8.

[8] Hsu J D, Ordonez M, Eberle W, et al. LLC syn- chronous rectification using resonant capacitor voltage[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2019, 34(11): 10970-10987.

[9] Beiranvand R, Rashidian B, Zolghadri M R, et al. Optimizing the normalized dead-time and maximum switching frequency of a wide-adjustable-range LLC resonant converter[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2011, 26(2): 462-472.

[10] Wei Yuqi, Luo Quanming, Wang Zhiqing, et al. Simple and effective adaptive deadtime strategies for LLC resonant converter: analysis, design, and imple- mentation[J]. IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, 2022, 10(2): 1548-1562.

[11] Qin Wei, Zhang Le, Wu Xinke. Re-examination of ZVS condition for MHz LLC converter operating at resonant frequency[C]//2018 IEEE International Power Electronics and Application Conference and Exposition (PEAC), Shenzhen, China, 2018: 1-4.

[12] Kasper M, Burkart R M, Deboy G, et al. ZVS of power MOSFETs revisited[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016, 31(12): 8063-8067.

[13] Wen Hao, Gong Jinwu, Zhao Xiaonan, et al. Analysis of diode reverse recovery effect on ZVS condition for GaN-based LLC resonant converter[J]. IEEE Transa- ctions on Power Electronics, 2019, 34(12): 11952- 11963.

[14] 焦健, 郭希錚, 游小杰, 等. LLC諧振變換器的改進型電流解析方法[J]. 電工技術(shù)學報, 2021, 36(23): 5002-5013.

Jiao Jian, Guo Xizheng, You Xiaojie, et al. An improved current analytical method for LLC resonant converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(23): 5002-5013.

[15] 童軍, 吳偉東, 李發(fā)成, 等. 基于GaN器件的高頻高效LLC諧振變換器[J]. 電工技術(shù)學報, 2021, 36(增刊2): 635-643.

Tong Jun, Wu Weidong, Li Facheng, et al. High frequency and high efficiency LLC resonant con- verter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(S2): 635-643.

Low Reverse Conduction Loss Control for 1MHz GaN-Based LLC Converter Used in Satellite Application

11221

（1. Aero-Power Sci-Tech Center Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 210016 China 2. Hebei Semiconductor Research Institute Shijiazhuang 050051 China）

GaN devices typically have a reverse voltage drop above 1.8V, and the reverse conduction loss of the GaN device on the primary switch exceeds 15% in a 1MHz LLC converter. A low reverse conduction loss control is proposed to reduce the reverse conduction loss in the primary switch of the GaN-based 1MHz LLC resonance converter. The basic idea of the proposed control is to shorten the reverse conduction time of the primary switch on the premise of ensuring zero voltage switching (ZVS). The output capacitance discharge model is built to calculate the dead time and determine the turn-on instant of the primary switch. A 400W 1MHz GaN-based LLC converter with radiation-hardened GaN devices is built to verify the proposed dead time control. Compared with the fixed dead time strategy, the loss of the primary switch is decreased by 32% under 10% load and 16% under full load, respectively.

GaN, satellite application, reverse conduction loss, LLC converter, dead-time

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.220780

TM461

江蘇省重點研發(fā)計劃（產(chǎn)業(yè)前瞻與關鍵核心技術(shù)）資助項目（BE2019113）。

2022-05-14

2022-06-23

楊 勇 男，1992年生，博士研究生，研究方向為新能源電力電子變換技術(shù)、寬禁帶器件高頻功率變換技術(shù)。E-mail: yong_yang@nuaa.edu.cn（通信作者）

宋大威 男，1995年生，碩士研究生，研究方向為雙向DC-DC變換技術(shù)、FPGA電力電子應用技術(shù)。E-mail: songdawei399@163.com

（編輯 陳 誠）