熊 慧 秦濤濤 劉近貞

基于LCCL諧振變換器拓撲的新型經(jīng)顱磁刺激電容器充電電源設(shè)計

熊 慧1秦濤濤1劉近貞2

（1. 天津工業(yè)大學(xué)電氣設(shè)備智能控制重點實驗室 天津 300387 2. 天津工業(yè)大學(xué)控制科學(xué)與工程學(xué)院 天津 300387）

為提高經(jīng)顱磁刺激（TMS）的電流脈沖頻率，該文提出一種基于電感-電容-電容-電感諧振變換器（LCCL RC）的電容器充電電源（CCPS）。首先，利用基波分析法推導(dǎo)出LCCL RC恒流輸出以及逆變器輸出電壓與電流零相位條件的近似表達式；其次，對較小物理尺寸和較大電流增益的變換器的設(shè)計條件進行分析，根據(jù)仿真實驗可得，以LCCL RC為充電電源的TMS系統(tǒng)脈沖頻率是LCLC RC的1.21倍；最后，設(shè)計平均輸出電流為1.15A、功率為118.37W的樣機原型。結(jié)果表明，樣機原型的實際電流增益為0.904，將3 300mF儲能電容從0V充電至100V的時間為315ms。相對于LCLC RC電容器充電電源，其充電時間減少了21.25%。實驗結(jié)果驗證了該理論分析的有效性。

電容器充電電源 諧振變換器 經(jīng)顱磁刺激 恒流源 高電流增益

0 引言

經(jīng)顱磁刺激（Transcranial Magnetic Stimulation, TMS）作為一種非接觸式、無痛無損傷、非侵入性的刺激方式，在臨床應(yīng)用及腦功能基礎(chǔ)研究上具有明顯的優(yōu)勢[1]。TMS 技術(shù)主要依靠磁場發(fā)生器產(chǎn)生的脈沖磁場起到治療效果，其中，電流脈沖主要由儲能電容快速放置在大腦上方的線圈放電所產(chǎn)生[2]。TMS脈沖產(chǎn)生電路的組成包括電容器、電容器充電電路、變壓器及連接電容器與線圈的電氣開關(guān)[3]。電容器充電電源作為磁場發(fā)生器的重要組成部分，對TMS系統(tǒng)產(chǎn)生的脈沖磁場頻率具有重要意義[4]。

電容器充電電源（Capacitor Charging Power Supply, CCPS）是一種用于電容充電的特殊充電電路[5]。CCPS需要在大范圍的負載條件下運行，這是其與傳統(tǒng)電源明顯不同的地方[6]。應(yīng)用于TMS的CCPS一般采用低頻（50Hz）交流電源與大功率、大型變壓器相結(jié)合的方式[7]。低頻的充電系統(tǒng)通常有著較大的功率轉(zhuǎn)換器尺寸和較低的轉(zhuǎn)換效率，并且會產(chǎn)生大量的熱量[8]。TMS器件中低效的充電拓撲限制了高頻、大功率TMS的應(yīng)用。

諧振變換器（Resonant Converter, RC）是目前電力變換器的首選拓撲結(jié)構(gòu)[9]。這是由于其有著高頻操作、結(jié)構(gòu)緊湊、零電壓開關(guān)、功率密度高、低電磁干擾和高效率[10]等優(yōu)點。串聯(lián)諧振變換器的應(yīng)用領(lǐng)域主要包括恒流電源、感應(yīng)加熱、電磁聲換能器、交直流轉(zhuǎn)換及感應(yīng)功率傳輸?shù)萚11]。當串聯(lián)諧振變換器工作在逆變開關(guān)的工作頻率小于諧振頻率一半時，其顯示出恒定的輸出電流特性[12]。除了逆變開關(guān)在充電后期需要承受很高的峰值諧振電流外，串聯(lián)諧振變換器還需要復(fù)雜的變頻控制[13]。相對于串聯(lián)諧振變換器，并聯(lián)諧振變換器有著更高的電壓增益，這有助于降低變壓器匝比和體積[14]。不過由于變頻器內(nèi)部存在較大的循環(huán)電流，會導(dǎo)致較高的開關(guān)導(dǎo)通損耗，最終會使變頻器的效率出現(xiàn)明顯降低。

分析電感-電容-電容（LCC）RC[15-16]，并將其應(yīng)用于CCPS。恒頻控制的LCC RC并不是一個穩(wěn)定的恒流源[17]，其充電電流隨時間逐漸減小，導(dǎo)致電容器的充電時間變長。電感-電容-電感（LCL）-T RC在一定條件下工作時，無論負載變化與否，其輸出電流都是恒定的[18]。其中，T表示電路拓撲為T型結(jié)構(gòu)。LCL-T RC具有低導(dǎo)通損耗、低開關(guān)損耗、易并聯(lián)等優(yōu)點，這使它成為恒流電源的理想選 擇[19]。通過在LCL-T RC的一次側(cè)增加一個鉗位二極管，可以不通過檢測負載的電壓和輸出電流就直接實現(xiàn)從恒流輸出到恒壓輸出的特性變化[20]。由于不能有效控制電容的充放電間隔，該技術(shù)沒有在CCPS中得到廣泛應(yīng)用。結(jié)合分布電容的電容器充電電源電感-電容-電感-電容（LCLC）RC[21]在一定條件下工作，可以產(chǎn)生恒定的電流。由于本身的高電壓增益，其未使用變壓器，這使得整體體積大大減小。但由于缺少變壓器的隔離，整個電路的安全性得不到保障。在某種工作條件下，電感-電感-電容-電容（LLCC）RC依靠其自身特性產(chǎn)生的電流也是恒定的[22]。然而，在任意輸入電壓下，該RC與LCLC RC及LCL-T RC一樣，有著固定的電流增益8/2。這限制了其輸出電流的大小。文獻[23]提出一種基于LCCL RC的濾波器，用于抑制開關(guān)頻率附近電網(wǎng)的電流紋波，但其并不具備恒流特性，無法用于電容器充電。

TMS的不同刺激頻率對于大腦皮層的興奮性有著不同的作用[24]。2013年，于陽等研制了一種最大脈沖刺激頻率為15Hz的TMS系統(tǒng)，對于某些精神類疾病及運動功能的恢復(fù)有著一定程度的療效[25]。2018年，左金鑫設(shè)計了一套具有20Hz脈沖頻率的經(jīng)顱磁刺激系統(tǒng)，該系統(tǒng)可以產(chǎn)生單相波和雙相波兩種脈沖波形[26]。2020年，熊慧等設(shè)計了一種脈沖寬度可調(diào)的TMS激勵源，其脈沖頻率在0～10Hz內(nèi)可調(diào)[27]。

目前對大鼠工作記憶的研究中，TMS的脈沖頻率可以達到100Hz[28]。當輸入為工頻交流電時，以LCL-T RC或LCLC RC為恒流源的TMS并不能滿足100Hz的頻率要求。本文提出了一種新型LCCL RC電流源拓撲，通過在相同輸入下提高對TMS中儲能電容的充電速度，進而為提高經(jīng)顱磁刺激的電流脈沖頻率提供了參考。在保留輸出電流恒定、輸入電壓與電流同相等其他RC優(yōu)點的同時，設(shè)計了具有較高電流增益和較小變換器物理尺寸指標（Converter Physical Size Index, CPSI）的諧振元件參數(shù)。結(jié)果表明，相對于以LCLC RC為代表的其他高階RC，以LCCL RC為恒流源的TMS具有更短的電容器充電時間及更高的電流脈沖頻率。

1 LCCL RC的原理

圖1為LCCL RC恒流源的主電路拓撲。該拓撲由諧振電感1、諧振電容1、電容2及電感2組成。其中，2集成了電感、變壓器一次側(cè)漏感kp及二次側(cè)漏感ks。全橋轉(zhuǎn)換器由S1～S44個絕緣柵雙極型晶體管（Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT）組成。S1、S4和S3、S2由恒定導(dǎo)通時間的方波電壓驅(qū)動，并在設(shè)計的頻率下以互補的方式切換。高頻二極管（VD5、VD6、VD7和VD8）組成整流電路并連接到諧振網(wǎng)絡(luò)，o為負載電容；d為直流輸入電壓，o為負載電容電壓。

圖1 LCCL RC的主電路拓撲

用基波分析法對LCCL諧振網(wǎng)絡(luò)進行了等效分析。為不失一般性，令隔離變壓器的匝數(shù)比=1。在充電過程中，電容阻抗不斷變化。本文利用可變電阻L分析電容負載與RC工作特性之間的關(guān) 系[29]。LCCL RC的等效電路如圖2所示。

圖2 LCCL RC的等效電路

eq由二次側(cè)的整流器與L等效得來，in,rms為直流輸入電壓d的基波分量的方均根值。由于變壓器制造過程中繞組匝數(shù)、平均周長和間隙長度不同，其漏感與分布電容會有顯著差異。本文將受變壓器漏感與分布電容影響較少的1和1分別作為LCCL RC的諧振電感與諧振電容。

電感和電容的比值定義為

在相同輸入條件下，電流增益的大小與電容的充電速度呈正相關(guān)。所提RC的電流增益可推導(dǎo)為

式中，o為LCCL RC的平均輸出電流；n為諧振網(wǎng)絡(luò)的特征阻抗；為品質(zhì)因數(shù)；n為歸一化開關(guān)頻率，由開關(guān)角頻率與諧振頻率o的比值所表示。

從式（2）可以看出，當滿足式（3）時，變換器輸出電流可以不依賴于負載，即

為使得所提拓撲能夠工作在軟開關(guān)條件下，在設(shè)計時要考慮到逆變器輸出電壓與電流之間的相位關(guān)系。流經(jīng)諧振元件1的電流可以有效地反映這種相位關(guān)系，其歸一化方均根電流表達式為

式中，B為電流基準值，即輸入電壓d與特征阻抗n的比值。的表達式為

將恒流條件式（3）代入式（4），并利用式（4）的虛部和實部可以得到逆變器輸出電壓和電流之間的相位關(guān)系。其表達式為

結(jié)合式（3）與式（7），則式（2）中給出的電流增益可簡化為

式（8）中顯示的電流增益比LCLC RC等傳統(tǒng)諧振變換器多出一個與相關(guān)的因式。通過改變值可以實現(xiàn)電流增益的變化，進而影響到電容的充電速度。TMS的電流脈沖頻率與電容器充電時間及放電時間有關(guān)。在以恒流源為電容器充電電源的TMS系統(tǒng)中，電容器的放電時間相較于充電時間是很短暫的，因此電容器充電速度的快慢決定著TMS脈沖頻率的高低。一個取值合適的對于以LCCL RC為充電電源的TMS系統(tǒng)的脈沖頻率至關(guān)重要。

2 LCCL RC的設(shè)計

2.1 較小的物理尺寸

諧振變換器中的4個諧振元件增加了恒流源的體積，因此本節(jié)對電路的物理尺寸進行了分析。CPSI代表的是諧振變換器的物理尺寸指標[18]。LCCL RC的物理尺寸指標可以表示為

式中，1N、1N、1N、1N、2N、2N、2N與I2N為各個諧振元件在恒流條件式（3）與零相位條件式（7）下電壓及電流的歸一化值；為LCCL RC的電壓增益。

對式（9）進行化簡，可得

從式（10）可以看出，LCCL RC的物理尺寸指標與電容比值l 及品質(zhì)因數(shù)Q有關(guān)。容性負載的Q隨著充電過程的進行不斷變化。因此當負載為電容時需要考慮諧振變換器CPSI的變化過程。圖3給出了不同電容比值l 下LCCL RC的物理尺寸指標隨品質(zhì)因數(shù)Q的變化情況?？梢钥闯觯珻PSI的最小值與l 值成正比。

2.2 較大的電流增益及元件參數(shù)設(shè)計

由于LCLC RC，LCL-T RC等諧振變換器的電流增益為固定的8/2，因此根據(jù)式（8）可得，使LCCL RC擁有高于普通RC電流增益的必要條件為

為了方便與LCLC RC[21]進行比較，本文選擇諧振電感1=229.80mH，諧振電容1=0.43mF。根據(jù)特征阻抗n的一般表達式，可以計算出其大小為23.12W。由于實際制定的電感1=239.20mH，因此n實際值為23.59W。本文實驗部分的直流輸入電壓d與平均輸出電流o分別為30V和1.2A，將其代入式（2）并聯(lián)立式（8），可確定特征阻抗n的另一表達式為

根據(jù)n的實際值與式（12），確定=0.767，并且該值滿足式（11）。

如圖3小坐標所示，當=0.767時，其所對應(yīng)的CPSI最小值約為5.32。將=0.767代入式（3）后，可以得到輸出電流大小不隨品質(zhì)因數(shù)而變化的歸一化諧振頻率i=1.518。并且根據(jù)式（8），當=0.767時，電流增益=0.944。相對于其他高階諧振變換器8/2的電流增益，理論上所設(shè)計的LCCL RC電流增益為其1.165倍。

將=0.767代入式（7）后，可以得到i=0.566。再根據(jù)式（1）、1及1值計算出下列諧振分量的值：2=138.38mH，2=0.33mF。對變壓器的一次側(cè)漏感與二次側(cè)漏感分別進行了測量，為26.64mH與26.76mH。增加了一個82.97mH的電感，使得漏感與電感相加的實際值2接近于計算值138.38mH。

當=0.767時，電流增益在不同歸一化諧振頻率n和不同值下的變化情況如圖4所示?？梢钥闯?，當n=1.518時，在所有負載條件下（即所有）電流增益都保持在0.944，這與理論分析一致。此外，即使n工作在1.518附近，變換器也能保持恒定的電流輸出。

圖4 不同品質(zhì)因數(shù)下電流增益隨歸一化諧振頻率變化

當=0.767時，在不同值下，逆變器輸出電壓與電流相位隨n的變化曲線如圖5所示。當歸一化諧振頻率為1.518時，對于任意值，都為零。而且從圖5可以看出，即使變換器工作在i值附近，其對相位產(chǎn)生的影響也不大。

圖5 不同品質(zhì)因數(shù)下相位隨歸一化諧振頻率變化

3 仿真分析

通過PSPICE搭建了TMS仿真平臺，分別對以LCCL RC為恒流源和以LCLC RC為恒流源的TMS系統(tǒng)進行了充放電仿真。其中，放電回路包含了儲能電容o與刺激線圈。并且為了使仿真結(jié)果能夠更加真實地反映電容放電的效果，本文在放電回路中加入了線圈內(nèi)阻，整體電路的仿真參數(shù)見表1。

表1 仿真參數(shù)

Tab.1 Simulation parameters

輸入電壓是根據(jù)AC 220V工頻交流電經(jīng)過整流濾波得到的。由于不同RC的歸一化諧振頻率n不同，即使它們的諧振頻率o相同，其對應(yīng)的開關(guān)頻率也會不同。應(yīng)用于TMS的儲能電容的電壓范圍為0～100V[27]，因此本文將負載電容最大充電電壓max設(shè)為100V。放電階段電流與時間的關(guān)系為

圖6為100ms內(nèi)分別以LCCL RC和LCLC RC作為電流源的磁場發(fā)生器的激勵情況。圖中，o為負載電容電壓，L為電流脈沖。小坐標為單個電流脈沖的波形。

根據(jù)仿真結(jié)果，基于LCCL RC電流源與基于LCLC RC電流源的TMS系統(tǒng)電流脈沖的平均幅值分別為1 062.4A與1 061.1A，這與計算峰值基本相同。由于第1個電流脈沖是負載電容電壓從0V充電至100V時放電所產(chǎn)生，因此其所用時間相對其他電流脈沖較長。此外，可以計算出兩種TMS系統(tǒng)的脈沖頻率分別約為111Hz和92Hz，即前者的電流脈沖頻率是后者的1.21倍。該結(jié)果體現(xiàn)了LCCL RC作為TMS電源在頻率刺激方面的優(yōu)勢。

圖6 以不同RC為電源的TMS系統(tǒng)的脈沖波形

4 實驗驗證

為了驗證上述分析設(shè)計的正確性與可行性，設(shè)計并測試了一個LCCL RC恒流源。樣機原型電路如圖7所示。對LCCL RC和LCLC RC進行了實驗比較，實驗參數(shù)見表2。

圖7 LCCL RC樣機原型電路

考慮到在高電壓輸入下的頻率對比更加明顯，而在低輸入電壓下可以更直觀地比較電容器的充電時間，因此本文將實驗部分的直流輸入電壓d設(shè)為30V。

表2 實驗參數(shù)

Tab.2 Experimental parameters

4.1 實驗結(jié)果

圖8為對負載電容器充電時兩種諧振變換器的輸出電流r與負載電容器兩端電壓o的變化情況。可以看出，當LCCL RC作為恒流源時，電容器電壓從0V充至100V的時間為315ms。而當LCLC RC作為恒流源時，這個時間延長到了400ms。相對于后者，LCCL RC對電容器的充電時間減少了21.25%。這意味著在放電時間不變時以LCCL RC為電容器充電電源的TMS系統(tǒng)有著更短的電流脈沖產(chǎn)生周期，對于提高該TMS系統(tǒng)的電流脈沖頻率有著重要作用。可以看出，在LCCL RC對電容充電的整個階段，電容負載的電壓保持線型上升。這表明其與LCLC RC一樣，具有較好的恒流特性。

圖8 電容電壓和變換器的輸出電流隨時間變化

為了驗證LCCL RC的軟開關(guān)特性，對負載電容電壓為60V時開關(guān)電壓S和逆變器輸出電流I1的波形進行了測量，結(jié)果如圖9所示?？梢钥闯?，逆變器輸出電流I1的波形幾乎與開關(guān)兩端的電壓S相一致，這表明其開關(guān)損耗趨近于零。

圖9 開關(guān)電壓與逆變器輸出電流隨時間變化

4.2 安全性分析

各個諧振元件電流I1、I1、I2及I2的波形如圖10所示。

圖10 各諧振元件的電流隨時間變化

從圖10可以看出，I1、I1及I2等諧振分量的電流幅值隨著電容充電而逐漸增大。由于1與1串聯(lián)于回路中，因此電流I1與I1大小保持一致。在剛開始充電時，逆變器內(nèi)的電流I1幾乎為0，說明所提LCCL RC具有一定的短路保護能力。由于工作在軟開關(guān)狀態(tài)，開關(guān)管發(fā)出的熱量較小，這為電路能夠長期穩(wěn)定地工作提供了保障。此外，通過使用變壓器進行隔離，也使得變換器能夠工作在更加安全的狀態(tài)。

4.3 輸出特性分析

4.3.1 LCCL RC的恒流特性

圖11為LCCL RC在0～118.37 W內(nèi)不同輸出功率o下的平均輸出電流o。實驗樣機的輸出特性通過改變負載電阻獲得?？梢缘贸?，在0～118.37W內(nèi)的平均輸出電流o=1.15A，略小于表2中的設(shè)計值1.20A。根據(jù)式（2），可以得到樣機原型的實際電流增益=0.904。由于諧振元件的實際值與理論設(shè)計值略有不同，因此實際輸出電流及電流增益會與理論值存在一定誤差。逆變器輸入電流隨著輸出功率的提高而增大導(dǎo)致開關(guān)與變壓器中的損耗增加，使平均輸出電流減小。實驗結(jié)果表明，樣機原型在0～118.37W的輸出功率內(nèi)的電流變化率為12.03%。

圖11 不同輸出功率下LCCL RC的平均輸出電流

4.3.2 LCCL RC的效率

LCCL RC樣機原型電路在不同輸出功率o下的效率如圖12所示。效率通過在固定輸入直流電壓下改變負載來測量。由于LCCL RC樣機原型電路中的電壓和電流同相，因此開關(guān)轉(zhuǎn)換損耗很小。該樣機原型的最大效率測量為86.4%。在LCCL RC樣機原型電路中，大部分的損耗發(fā)生在IGBT和輸出整流器的傳導(dǎo)上。其余損耗主要歸因于諧振電感及變壓器中的鐵心和繞組損耗。此外，在充電的初始階段，IGBT與整流器上的壓降與此時的電容電壓幾乎一致，因此會導(dǎo)致低輸出功率時效率偏低。

圖12 不同輸出功率下LCCL RC 樣機原型電路的效率

5 結(jié)論

為了提高TMS的電流脈沖頻率，本文從減少儲能電容器的充電時間入手，設(shè)計了一種具有高電流增益、高電流穩(wěn)定性、零電壓開關(guān)特性的電容器充電恒流源。推導(dǎo)了變換器作為恒流源及實現(xiàn)零電壓開關(guān)的條件，對以較小物理尺寸和較大電流增益為優(yōu)化條件的變換器進行了設(shè)計。通過仿真對比得出所提拓撲作為TMS電源時所發(fā)出的脈沖頻率是LCLC RC的1.21倍。搭建了樣機原型，結(jié)果表明在0～118.37W的輸出功率內(nèi)，LCCL RC的電流增益為0.904，電流變化率為12.03%，相對于同樣用于TMS電容器充電的LCLC RC拓撲，將3 300mF電容從0V充電至100V的時間減少了21.25%。實驗結(jié)果顯示以LCCL RC為電源的TMS系統(tǒng)有著更短的充放電周期，為實現(xiàn)更高電流脈沖頻率的TMS提供了解決方案。

[1] 張帥, 高昕宇, 周振宇, 等. 基于GrC模型的經(jīng)顱磁聲電刺激對神經(jīng)元放電活動的影響[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2019, 34(17): 3572-3580.

Zhang Shuai, Gao Xinyu, Zhou Zhenyu, et al. Effect of transcranial magnetic-acoustic electrical stimulation on neuronal discharge activity based on GrC model[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2019, 34(17): 3572-3580.

[2] Li Jiangtao, Cao Hui, Zhao Zheng, et al. A study on the multichannel TMS device[J]. IEEE Transactions on Magnetics, 2017, 53(11): 1-5.

[3] Chen Yimei, Gao Guohui, Xiong Hui, et al. A multi- channel parameters adjustable magnetic field gener- ator[J]. The Review of Scientific Instruments, 2020, 91(2): 024709.

[4] Yu Xiao, Xi Weibin, Liu Zhimin, et al. Design of a 150T pulsed magnetic field generator device[J]. Fusion Engineering and Design, 2017, 121(10): 265- 271.

[5] 余波, 梁銳, 蒲亦非, 等. 超級電容器恒流充電的時域分數(shù)階電路模型[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2019, 34(17): 3533-3541.

Yu Bo, Liang Rui, Pu Yifei, et al. Time-domain fractional circuit model for constant current charging of supercapacitor[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2019, 34(17): 3533-3541.

[6] 王野, 姜萬東, 葉佳虹, 等. 一種新型超級電容模組充電電源設(shè)計[J]. 電氣技術(shù), 2017, 18(5): 109- 112, 116.

Wang Ye, Jiang Wandong, Ye Jiahong, et al. Design a new super capacitor module for charging power[J]. Electrical Engineering, 2017, 18(5): 109-112, 116.

[7] Bouda N R, Pritchard J, Weber R J, et al. Methods of high current magnetic field generator for transcranial magnetic stimulation application[J]. Journal of Applied Physics, 2015, 117(17): 17B319.

[8] Peterchev A V, Murphy D L, Lisanby S H. Repetitive transcranial magnetic stimulator with controllable pulse parameters[J]. Journal of Neural Engineering, 2011, 8(3): 036016.

[9] 楊玉崗, 趙金升. 高增益對稱雙向LCLC諧振變換器的研究[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2020, 35(14): 3007- 3017.

Yang Yugang, Zhao Jinsheng. Research on high-gain symmetric bidirectional LCLC resonant converter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(14): 3007-3017.

[10] 孫加祥, 吳紅飛, 湯欣喜, 等. 基于整流側(cè)輔助調(diào)控的交錯并聯(lián)LLC諧振變換器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2021, 36(10): 2072-2080.

Sun Jiaxiang, Wu Hongfei, Tang Xinxi, et al. Inter- leaved LLC resonant converter with auxiliary regu- lation of rectifier[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2021, 36(10): 2072-2080.

[11] 楊博, 葛瓊璇, 趙魯, 等. 基于輸入串聯(lián)輸出并聯(lián)的雙向全橋串聯(lián)諧振DC-DC變換器系統(tǒng)控制策略研究[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2020, 35(12): 2574-2584.

Yang Bo, Ge Qiongxuan, Zhao Lu, et al. Control strategy of dual bridge series resonant DC-DC converter system based on input series output parallel connection[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(12): 2574-2584.

[12] 梁勖, 趙讀亮, 林穎, 等. 基于可控LC串聯(lián)諧振的高重頻高精度脈沖充電電源[J]. 高電壓技術(shù), 2018, 44(9): 3022-3027.

Liang Xu, Zhao Duliang, Lin Ying, et al. High repetition rate and high accuracy capacitor charging pulse power supply based on controllable LC series resonance[J]. High Voltage Engineering, 2018, 44(9): 3022-3027.

[13] 楊博, 葛瓊璇, 趙魯, 等. 雙向全橋串聯(lián)諧振DC/DC變換器回流功率特性優(yōu)化[J]. 中國電機工程學(xué)報, 2019, 39(23): 6990-6999, 7112.

Yang Bo, Ge Qiongxuan, Zhao Lu, et al. The back-flow power optimization of dual bridge series resonant DC/DC converter[J]. Proceedings of the CSEE, 2019, 39(23): 6990-6999, 7112.

[14] 樸政國, 戶永杰, 郭裕祺. 一種基于并聯(lián)諧振的高頻隔離型并網(wǎng)逆變器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2018, 33(2): 322-330.

Piao Zhengguo, Hu Yongjie, Guo Yuqi. High- frequency isolated grid-connected inverter based on parallel resonance[J]. Transactions of China Electro- technical Society, 2018, 33(2): 322-330.

[15] 袁臣虎, 杜永恒, 劉曉明, 等. LCC諧振式永磁機構(gòu)儲能電容恒流充電控制[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2020, 35(增刊2): 432-439.

Yuan Chenhu, Du Yongheng, Liu Xiaoming, et al. Constant current charging control of LCC resonant permanent magnet mechanism energy storage capacitor[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(S2): 432-439.

[16] Jafari H, Habibi M. High-voltage charging power supply based on an LCC-type resonant converter operating at continuous conduction mode[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2020, 35(5): 5461-5478.

[17] 伍梁, 孫曉瑋, 趙鈞, 等. 基于大信號模型的多模塊LCC級聯(lián)變換器輸出電壓不均衡分析法[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2020, 35(24): 5142-5151.

Wu Liang, Sun Xiaowei, Zhao Jun, et al. Analysis of output voltage imbalance for cascaded multi-module LCC converters based on large-signal model[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(24): 5142-5151.

[18] Khoshsaadat A, Moghani J S. Fifth-order T-type passive resonant tanks tailored for constant current resonant converters[J]. IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers, 2017, 65(2): 842-853.

[19] 羅全明, 鄒燦, 支樹播, 等. 基于LCL-T半橋諧振變換器的LED恒流驅(qū)動電源[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2013, 28(12): 319-324.

Luo Quanming, Zou Can, Zhi Shubo, et al. Constant current LED driver based on LCL-T half bridge resonant converter[J]. Transactions of China Elec- trotechnical Society, 2013, 28(12): 319-324.

[20] 羅全明, 鄒燦, 支樹播, 等. 二極管鉗位型LCL-T半橋諧振恒流LED驅(qū)動電源[J]. 電機與控制學(xué)報, 2013, 17(6): 8-14.

Luo Quanming, Zou Can, Zhi Shubo, et al. Constant current LED driver based on LCL-T half bridge reso-nant converter with clamping diode[J]. Electric Machines and Control, 2013, 17(6): 8-14.

[21] Xiong Hui, Wang Yuling, Liu Jinzhen, et al. Deve- lopment of compact rapid capacitor charging power supply for TMS[J]. IET Power Electronics, 2020, 13(12): 2651-2657.

[22] Khoshsaadat A, Khoshooei A, Mohammadi M. Analysis and design of a new current-source output load resonant converter with high capability in line and load regulation[J]. IEEE Transactions on Circuits and Systems I: Regular Papers, 2020, 67(8): 2849- 2858.

[23] 方旌揚, 肖國春, 鄭力夫, 等. 一種LCCL濾波器及其在半橋電力有源濾波器中的應(yīng)用[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2016, 31(22): 125-136.

Fang Jingyang, Xiao Guochun, Zheng Lifu, et al. An LCCL filter for a half-bridge active power filter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2016, 31(22): 125-136.

[24] Iglesias A H. Transcranial magnetic stimulation as treatment in multiple neurologic conditions[J]. Current Neurology and Neuroscience Reports, 2020, 20(1): 1.

[25] 于陽, 李玥, 張廣浩, 等. 適用于臨床及動物試驗的高頻重復(fù)經(jīng)顱磁刺激系統(tǒng)設(shè)計及其應(yīng)用[J]. 高電壓技術(shù), 2013, 39(1): 181-187.

Yu Yang, Li Yue, Zhang Guanghao, et al. Design and application of high frequency repetitive transcranial magnetic stimulation system for clinical and animal tests[J]. High Voltage Engineering, 2013, 39(1): 181-187.

[26] 左金鑫. 經(jīng)顱磁刺激儀電源系統(tǒng)的研究與優(yōu)化設(shè)計[D]. 武漢: 華中科技大學(xué), 2018.

[27] 熊慧, 王玉領(lǐng), 付浩, 等. 一種應(yīng)用于經(jīng)顱磁刺激脈沖寬度可調(diào)的節(jié)能型激勵源[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2020, 35(4): 679-686.

Xiong Hui, Wang Yuling, Fu Hao, et al. An energy efficient excitation source for transcranial magnetic stimulation with controllable pulse width[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(4): 679-686.

[28] 郭苗苗, 王中豪, 張?zhí)旌? 等. 經(jīng)顱磁刺激模式差異性對大鼠工作記憶神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)關(guān)聯(lián)特性的影響研究[J]. 電工技術(shù)學(xué)報, 2021, 36(18): 3809-3820.

Guo Miaomiao, Wang Zhonghao, Zhang Tianheng, et al. Effect of different patterns of transcranial magnetic stimulation on the correlation of neural network during working memory task of rats[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(18): 3809-3820.

[29] Pollock H. Constant frequency, constant current load- resonant capacitor charging power supply[J]. IET Electric Power Applications, 1999, 146(2): 187-192.

Design of New Transcranial Magnetic Stimulation Capacitor Charging Power Supply Based on LCCL Resonant Converter Topology

112

（1. Key Laboratory of Intelligent Control of Electrical Equipment Tiangong University Tianjin 300387 China 2. School of Control Science and Engineering Tiangong University Tianjin 300387 China）

To increase the frequency of transcranial magnetic stimulation (TMS) electrical current pulses, a kind of capacitor charging power supply (CCPS) based on inductor-capacitor-capacitor- inductor resonant converter (LCCL RC) is proposed in this paper. Firstly, the approximate expressions of the LCCL RC constant current output and the zero-phase condition of the inverter output voltage and current are derived by first harmonic approximation. Secondly, the design conditions of the converter with smaller physical size resonant network size and larger current gain are analyzed. According to the simulation, the pulse frequency of TMS system using LCCL RC as charging power supply is 1.21 times that of LCLC RC. Finally, a prototype with an average output current of 1.15A and a power of 118.37W is designed. It is shown that the actual current gain of the prototype is 0.904, and the time to charge the 3 300mF storage capacitor from 0V to 100V is 315ms. Compared with the LCLC RC capacitor charging power supply, the charging time is reduced by 21.25%. The experimental results verify the theoretical analysis.

Capacitor charging power supply, resonant converter, transcranial magnetic stimu- lation, constant current source, high current gain

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211693

TM154

國家自然科學(xué)基金（61871288）、天津市高等學(xué)校創(chuàng)新團隊培養(yǎng)計劃（TD13-5036）和天津市自然科學(xué)基金（18JCYBJC90400, 18JCQNJC84000）資助項目。

2021-10-25

2022-02-06

熊 慧 女，1978年生，教授，碩士生導(dǎo)師，研究方向為生物醫(yī)學(xué)電磁學(xué)。E-mail: xionghui@tjpu.edu.cn（通信作者）

秦濤濤 男，1995年生，碩士研究生，研究方向為TMS電源系統(tǒng)。E-mail: 2972183958@qq.com

（編輯 陳 誠）