王要強 李 娜 趙朝陽 陳天錦 梁 軍

一種新型多電平逆變器及其模塊化分析

王要強1,2李 娜1,2趙朝陽1,2陳天錦3梁 軍1,4

（1. 鄭州大學電氣工程學院 鄭州 450001 2. 河南省電力電子與電能系統(tǒng)工程技術研究中心 鄭州 450001 3. 河南省智能充電技術重點實驗室 許昌 461000 4. 卡迪夫大學工程學院 卡迪夫 CF243AA）

為改善傳統(tǒng)多電平逆變器有源器件數(shù)量較多以及擴展結構復雜的問題，該文提出一種降低器件數(shù)量且可模塊化擴展的多電平逆變器。該逆變器由分壓電容單元、開關電容單元和兩個半橋組成，使用1個直流電源、4個電容、8個開關管和2個二極管實現(xiàn)2倍電壓增益和九電平交流輸出電壓。該逆變器通過2個半橋代替后端H橋轉換輸出電壓極性，可以有效降低開關管總電壓應力；在所提逆變器的模塊化擴展結構中，電容逐級充電的工作方式進一步提高了電壓增益和輸出電平數(shù)。該文研究逆變器的工作狀態(tài)、調制策略、電容分析、參數(shù)計算并進行拓撲對比。最后，通過仿真與實驗驗證了所提逆變器的可行性和理論分析的正確性。

逆變器 多電平 開關電容 電壓自平衡 模塊化

0 引言

近年來，能源緊張與環(huán)境惡化問題愈發(fā)嚴峻，清潔可再生能源的研發(fā)迫在眉睫[1]。為了將新能源所發(fā)電能傳輸?shù)诫娋W或本地負載，而使功率變換器得到廣泛研究[2-3]。其中，多電平逆變器由于能夠提供可靠高質量的輸出電壓，在直流電轉化為交流電方面有其獨特優(yōu)勢[4-6]。

傳統(tǒng)多電平逆變器主要分為二極管鉗位型[7-8]、飛跨電容型[9-10]及級聯(lián)H橋型[11-12]。隨著輸出電平數(shù)的升高，二極管鉗位型和飛跨電容型拓撲結構中器件數(shù)量顯著增加，且二者均存在電容電壓不平衡的問題，需要輔助電路和復雜的控制算法來維持電容電壓平衡。級聯(lián)H橋型拓撲通過級聯(lián)H橋模塊提高其輸出電平，使用非對稱獨立直流電源可合成最佳輸出電平。但是，多個獨立直流電源的需求為逆變器設計帶來困難。

開關電容多電平逆變器利用電容與電源“串聯(lián)充電、并聯(lián)放電”的工作方式將電容作為儲能元件參與放電，可有效提高輸出電壓增益和輸出電平數(shù)量，且具有電容電壓自平衡、升壓能力強、功率密度大等優(yōu)點，在近些年被廣泛研究。文獻[13-16]所提逆變器拓撲由開關電容升壓單元和后端H橋構成，可大幅提高輸出電壓幅值。該類拓撲僅需單個直流電源，且開關電容升壓單元的結構易于擴展，輸出水平隨其擴展而升高。其中，文獻[13]所提拓撲的開關電容單元由三個開關管和一個電容構成，每個電容的額定電壓相等；文獻[14]所提拓撲在文獻[13]的基礎上用二極管替換部分開關管，大幅降低開關管數(shù)量，然而過分追求開關管數(shù)量的降低使得該拓撲不具備獨立帶感性負載的能力；文獻[15]改進了拓撲結構中電容的充放電模式，利用電容逐級充電的工作方式提高電容電壓幅值，從而提高輸出電壓增益；文獻[16]所提拓撲利用鉗位電容將直流電壓均分，分壓后的鉗位電容與開關電容串聯(lián)可實現(xiàn)更高的輸出電平數(shù)，從而降低了輸出電壓總諧波畸變率（Total Harmonic Distortion, THD）。然而上述拓撲結構均需使用H橋實現(xiàn)逆變，H橋開關管的電壓應力為峰值輸出電壓，使得開關器件承受的總電壓應力（Total Standing Voltage, TSV）較高。文獻[17-19]取消了后端H橋，有效降低了TSV。其中，文獻[17]所提拓撲結構中開關管的電壓應力均為輸入電壓；文獻[18]所提拓撲結構利用開關管與電容的交叉連接，使得開關管的電壓應力均被限制

在輸入電壓的2倍以內，且不隨輸出水平的升高而升高；文獻[19]所提拓撲中電壓應力為輸出電壓峰值的開關管數(shù)量減半。然而，上述拓撲的開關管數(shù)量較高，不僅增大了控制難度，也增加了變換器的體積和成本。

在上述研究的基礎上，為進一步降低有源器件數(shù)量、簡化逆變器擴展結構，本文提出一種新型開關電容多電平逆變器。開關電容單元僅包含2個電容、2個開關管和2個二極管，不僅結構簡單對稱且開關管互補的工作狀態(tài)有利于簡化逆變器的控制；分壓電容和開關電容的邏輯組合使得逆變器以較少數(shù)量的器件實現(xiàn)2倍電壓增益和九電平交流電壓輸出；所提逆變器的模塊化擴展結構中，后級電容由前級電容串聯(lián)充電的工作方式可進一步提高輸出電壓增益和輸出電平數(shù)。此外，所提逆變器無需后端H橋即可生成雙極性輸出電壓，有利于降低TSV。

1 逆變器拓撲結構及工作原理

1.1 拓撲結構

圖1為本文所提多電平逆變器拓撲結構，該拓撲由分壓電容單元、開關電容單元以及兩端半橋構成。分壓電容單元包含串聯(lián)的分壓電容a、b與雙向開關管VT（由兩個反向串聯(lián)的開關管構成）；分壓電容與直流電源dc并聯(lián)充電且兩電容的額定電壓均為0.5dc；通過控制雙向開關管VT的閉合與關斷，控制分壓電容或直流電源向輸出端提供±0.5dc、±dc的電平。開關電容單元包含開關管S1、S2，電容1、2以及二極管VD1、VD2，通過控制S1、S2的閉合與關斷實現(xiàn)電容1、2與直流電源的串并聯(lián)。開關管S3、S4和S5、S6組成的兩端半橋實現(xiàn)分壓電容單元和開關電容單元輸出電平的選擇和邏輯組合，以及輸出電壓正負極性的轉換?；谝陨戏謮弘娙輪卧㈤_關電容單元和半橋結構，所提拓撲可以輸出0、±0.5dc、±dc、±1.5dc和±2dc共九個電平。

圖1 多電平逆變器拓撲結構

1.2 工作原理

圖2為所提逆變器的九種工作模態(tài)，圖中，虛線為阻性負載的電流路徑，點畫線為電容的充電電流路徑，點線為感性負載的反向電流路徑。表1為各個輸出狀態(tài)下功率器件的工作情況，0和1分別表示開關管的導通和關斷狀態(tài)；“C”、“D”和“-”分別表示電容的充電、放電和保持狀態(tài)。為簡化分析，假設拓撲中的電容值足夠大，電容的電壓紋波可以忽略；所有開關器件均無導通壓降和導通電阻；輸入電源為理想直流電源，即電壓值恒定且沒有串聯(lián)阻抗。

表1 逆變器各輸出狀態(tài)下器件的工作狀態(tài)

Tab.1 Working states of devices in each output state of the inverter

模態(tài)1：所提逆變器輸出電壓為+2dc。在此模態(tài)中開關管S1、S4、S5閉合，電容2被充電至dc，電容1與直流電源串聯(lián)為負載供電。

模態(tài)2：所提逆變器輸出電壓為+1.5dc。在此模態(tài)中開關管S1、VT、S5閉合，電容2被充電至dc，電容1與分壓電容a串聯(lián)為負載供電。

模態(tài)3：所提逆變器輸出電壓為+dc。在此模態(tài)中開關管S2S4、S5閉合，電容1被充電至dc，直流電源和分壓電容a、b并聯(lián)為負載供電。

模態(tài)4：所提逆變器輸出電壓為+0.5dc。在此模態(tài)中開關管S2VT、S5閉合，電容1被充電至dc，分壓電容a單獨為負載供電。

模態(tài)5：所提逆變器輸出電壓為0。在此模態(tài)中開關管S2閉合，電容1被充電至dc，半橋的開關管S3、S5連接到輸出端，輸出為0。

模態(tài)6：所提逆變器輸出電壓為–0.5dc。在此模態(tài)中開關管S1、VT、S6閉合，電容2被充電至dc，分壓電容b單獨為負載供電。

模態(tài)7：所提逆變器輸出電壓為–dc。在此模態(tài)中開關管S1、S3、S6閉合，電容2被充電至dc，直流電源和分壓電容a、b并聯(lián)為負載供電。

模態(tài)8：所提逆變器輸出電壓為–1.5dc。在此模態(tài)中開關管S2、VT、S6閉合，電容1被充電至dc，分壓電容b與直流電源串聯(lián)為負載供電。

模態(tài)9：所提逆變器輸出電壓為–2dc。在此模態(tài)中開關管S2、S3、S6閉合，電容1被充電至dc，電容2與直流電源串聯(lián)為負載供電。

從逆變器輸出狀態(tài)的電流回路可以看出，各個狀態(tài)均具有與輸出電平相對應的反向續(xù)流回路。當輸出電壓為0、±0.5dc、±dc時，反向電流路徑由點線標注，其余輸出狀態(tài)的反向電流路徑均與正向流通路徑相同，即電路具有帶感性負載的能力。此外，如圖2和表1所示，在模態(tài)1、2、8、9中，開關管S1和S2可以同時參與電容的充電和放電過程，從而有利于減少拓撲結構中開關管數(shù)量。

本文所提逆變器可根據(jù)實際需求作為并網逆變器用于光伏發(fā)電等新能源領域。光伏陣列產生的電能經過逆變器的電能變換，除供給負載外，多余電能可經過濾波器輸入電網[20]。完整的電路及控制框圖如圖3所示，在該電路中，控制并網電流g的幅值與給定值m相同，而相位通過鎖相環(huán)（Phase Locked Loop, PLL）與電網電壓g的相位保持一致，并網電流與指令值*相比后，經準比例諧振控制器i()得到的參考值r經電網電壓前饋后可得控制策略的調制電壓M。光伏電池可直接通過所提逆變器進行逆變升壓，無須使用傳統(tǒng)系統(tǒng)中的變壓器[21]。

圖3 單相并網逆變器及其控制結構

2 調制策略分析

多電平逆變器常見調制策略有空間矢量調制[22]、載波層疊脈寬調制[23]、混合調制[24]和消除特定諧波調制[25]等。本文采用同相載波層疊PWM方法對所提逆變器進行調制，該方法具有實現(xiàn)簡單、THD小等優(yōu)點。所提逆變器的PWM如圖4所示，用8個幅值和頻率相同的三角載波（t1～t8）與正弦調制波（ref）進行比較，產生的脈沖根據(jù)開關狀態(tài)進行邏輯組合來控制開關管的開通和關斷。調制比和電壓增益分別定義為

圖4 所提逆變器的PWM

式中，c和ref分別為三角載波和正弦調制波幅值；out和dc分別為輸出電壓和直流輸入電壓。

通過調整調制比可以實現(xiàn)對輸出電平數(shù)和電壓增益的控制。在該調制方法中，調制比與輸出電平數(shù)和電壓增益的關系見表2。

表2 不同調制比下的輸出電平數(shù)、電壓增益

Tab.2 Output levels and voltage gain under different modulation ratio

t1～t8與ref比較形成控制開關管通斷所需的基本脈沖1～8。將這些脈沖進行相應的邏輯組合，進而控制各開關管的工作狀態(tài)，各開關管控制信號的邏輯關系分別為

開關管在一個完整周期內的工作狀態(tài)如圖5所示。通過控制開關管S1、S2和S5、S6的導通關斷，控制電容C1和C2的充放電。由圖5可以看出，開關管S1與S2工作狀態(tài)互補；開關管S5與S6工作狀態(tài)互補。由驅動波形的交替變化可以看出，電容C1和C2等量充放電。

3 電容分析及其容值計算

在開關電容多電平逆變器中，電容放電過程中會產生電壓紋波，電容電壓紋波過大會導致電源轉換效率下降和輸出波形THD上升。因此，應在滿足電壓紋波要求的條件下選擇合適的電容值。

電容的電壓紋波出現(xiàn)在其最大放電時間，確定電容的最大放電時間即可計算電容值。對圖2和表1分析可得，電容1、a的最大放電時間出現(xiàn)在正半周期，電容2b的最大放電時間出現(xiàn)在負半周期，在一個完整的工作周期內二者最大放電時間相同，因此在本節(jié)中只對電容1和a分析計算。對逆變器工作模態(tài)分析可得，電容1的最大放電時段為2～6，電容a的最大放電時段為2～3。在載波層疊調制方式下，2～6可以表示為

式中，out為逆變器輸出電流。假定電容電壓紋波小于額定電壓C的10%，則電容12和a、b必須滿足

4 拓撲擴展及對比分析

4.1 拓撲擴展結構

本文所提拓撲具備模塊化擴展能力，將開關電容單元向右擴展，得到如圖6所示擴展拓撲結構。擴展拓撲的工作方式與圖2拓撲的工作模態(tài)分析相似，通過控制直流電源與各開關電容單元的串并聯(lián)轉換實現(xiàn)電容在逆變器工作周期內的充放電以及逆變器多電平交流電壓輸出。

圖6 模塊化擴展拓撲結構

由圖6可知，通過閉合開關管S11（S12），直流電源給電容12（11）充電至dc。應用逐級充電的方法，第一個模塊中的電容11和12的串聯(lián)組合經過S22和VD21（S21和VD22）在不同的時段為21（22）充電至2dc。對于第個開關電容單元，(i1)1和(i1)2的串聯(lián)組合通過S2和VD1（S1和VD2）對C1（C2）充電至2-1dc。后級開關電容單元中電容的充電方法以此類推。此種充電方式下，電容電壓可以維持在較高水平，進一步提高了輸出電壓增益和輸出電平數(shù)。

當逆變器包含個開關電容單元時，直流電源和分壓電容可以向輸出端提供的電平為±0.5dc和±dc；每級開關電容電路可提供的電平為±2-1dc（=1, 2,…,）；通過分壓電容單元與開關電容單元的邏輯組合，在負載側可以獲得0，±0.5dc,…, 2Vdc共2+2+1個輸出電平，輸出電壓峰值為2Vdc。

4.2 拓撲對比分析

為了比較拓撲性能，在此將具有擴展能力的單電源多電平逆變器與本文所提逆變器在輸出電平數(shù)同為2+1（≥4）的條件下進行對比分析。比較的主要指標包括功率器件數(shù)量、逆變器增益以及TSV，考慮到文獻[14-17]與本文所提拓撲升壓增益不完全相同，通過所有開關器件上的總電壓應力與拓撲的輸出峰值電壓之比來計算TSV。不同拓撲的比較結果見表3，不同拓撲器件數(shù)量比較如圖7所示。

表3 不同拓撲的比較結果

Tab.3 Comparative results among different topologies

圖7 不同拓撲器件數(shù)量比較

分析可得，在本文所提拓撲的擴展結構中，每增加一個開關電容單元，僅增加兩個開關和兩個電容，然而輸出電平數(shù)量幾乎增加了一倍，電壓增益變?yōu)樵瓉淼?倍。由表3和圖7可知，與文獻[14-17]相比，本文所提拓撲開關管數(shù)量最少；輸出電平數(shù)較低時，本文所提拓撲由于前端分壓電容和開關電容單元的串聯(lián)導致電容數(shù)目過高，但隨著的增長，本文所提拓撲的電容數(shù)量呈對數(shù)增長，電容數(shù)量逐漸成為最優(yōu)；對比結果表明，本文所提拓撲模塊化擴展后，有源器件總數(shù)隨輸出級數(shù)呈對數(shù)曲線增加，低于其他線性增加的拓撲，這有利于降低變換器成本、提高變換器功率密度。

本文所提逆變器升壓能力較弱，這是由于前級分壓電容提供了±0.5dc的輸出電平，同時這將使得逆變器擴展之后輸出電平數(shù)顯著提升。相較于文獻[14-16]，本文所提拓撲未應用末端H橋而具有較低的TSV。過高的電壓應力不僅會限制這些逆變器的中/高壓應用，還會使逆變器成本上升。在文獻[17]中，所有開關管的電壓應力都在直流電源dc以內，從而降低了TSV。然而，該拓撲使用了較多數(shù)量的開關管，大量的開關管不僅提高了控制的復雜度，也會使變換器成本上升。

5 仿真與實驗分析

5.1 仿真及結果分析

為驗證所提多電平逆變器理論分析的正確性，在Matlab/Simulink仿真平臺對其進行仿真證明，具體電路元件及其參數(shù)見表4。

表4 電路元件及其參數(shù)

Tab.4 Parameters of circuit components

圖8為所提逆變器在表4參數(shù)下的仿真結果。圖8a、圖8b分別為所提逆變器在阻性負載和阻感性負載下的輸出電壓、輸出電流波形。由仿真結果可知，逆變器以九電平的形式輸出電壓，當輸入電壓為30V時，輸出電壓峰值約為60V；在阻性負載下，逆變器以九電平的形式輸出電流，輸出電流峰值約為1.96A；在阻感性負載下，輸出電流更接近正弦波，輸出電流峰值約為1.72A。圖8c為阻感性負載下分壓電容和開關電容的電壓波形，開關電容1、2的電壓在28.4～29.3V之間波動，最大電壓紋波為1.6V（5.3%）；分壓電容a、b的電壓在14.6～15.4V之間波動，最大電壓紋波為0.4V（4%）。結果表明，電容電壓在逆變器工作周期內波動范圍小，工作狀態(tài)穩(wěn)定，符合第3節(jié)中電壓紋波系數(shù)小于10%的設定原則。對電容電壓的進一步研究表明，電容1在輸出電壓為60V和45V時放電；電容2在輸出電壓為–60V和–45V時放電；其余輸出電平下兩電容均處于充電或保持狀態(tài)，這與圖2和表1中對逆變器各個工作模態(tài)的分析一致。

圖8 所提逆變器仿真波形

為驗證所提逆變器的動態(tài)調節(jié)能力，根據(jù)圖3所示的控制框圖，搭建仿真模型，具體仿真參數(shù)為：直流輸入電壓200V，電網電壓220V/50Hz，濾波電感5mH，電容2 200mF。當逆變器的輸出功率在500～1 000W之間跳變時，仿真波形如圖9所示?？梢钥闯?，并網電流迅速變化到目標值，具有良好的動態(tài)響應。

圖9 輸出功率在500W至1kW跳變時的仿真波形

5.2 實驗及結果分析

為進一步驗證所提逆變器的可行性，搭建一臺小型實驗樣機驗證其穩(wěn)態(tài)和動態(tài)性能，實驗參數(shù)與仿真參數(shù)相同，實驗平臺如圖10所示。

圖10 實驗平臺

5.2.1 穩(wěn)態(tài)實驗及結果分析

圖11為所提逆變器在50Hz基波頻率、阻感性負載條件下的實驗波形，輸出電壓為九電平階梯波，電壓峰值接近60V，約為輸入電壓的2倍，阻感性負載使輸出電流更接近正弦波。圖12、圖13分別為穩(wěn)態(tài)下電容1、2和a、b的電壓波形。由實驗結果可知，逆變器穩(wěn)態(tài)實驗結果與仿真結果基本一致，驗證了所提拓撲理論分析的正確性。

圖11 穩(wěn)態(tài)下輸出電壓、電流的實驗波形

圖12 穩(wěn)態(tài)下C1、C2電壓波形

圖13 穩(wěn)態(tài)下Ca、Cb電壓波形

5.2.2 動態(tài)實驗及結果分析

逆變器運行過程中可能發(fā)生工作條件的變化，本節(jié)模擬輸入電壓突變、調制比突變、負載突變和調制波頻率突變四種情況在電路元件及參數(shù)不變的條件下進行實驗，驗證所提逆變器的動態(tài)響應能力。

圖14為所提逆變器在輸入電壓突變時的實驗結果。由圖可見，當輸入電壓變化時，逆變器的輸出電壓、電流隨之變化后迅速進入新的穩(wěn)態(tài)。當輸入電壓從30V變化至20V時，輸出電壓、電流在短時間內下降至期望值并穩(wěn)定在該狀態(tài)；輸入電壓從20V變化至30V時，輸出狀態(tài)也能迅速回到預期狀態(tài)。

圖15為所提逆變器在調制比突變時的實驗結果。由圖可知，當從0.9變化至0.5時，輸出電平數(shù)從九減小至五，電壓增益從2減小至1。當從0.5變化至0.9時，逆變器迅速恢復九電平電壓輸出和2倍增益的輸出狀態(tài)，與表2中的分析一致。

圖15 調制比突變的輸出波形

圖16為所提逆變器在負載突變時的輸出結果。由實驗結果分析可得，輸出電壓狀態(tài)不受負載變化影響，輸出電流隨負載變化并迅速穩(wěn)定在期望值。上述結果驗證了逆變器具有適應負載大范圍變化的工作能力。

圖16 負載突變的輸出波形

圖17為調制波頻率由50Hz突變至25Hz和100Hz的實驗結果。由圖可知，逆變器輸出頻率跟隨調制波頻率的變化而變化，并迅速進入新的穩(wěn)態(tài)。

6 結論

1）本文提出了一種新型多電平逆變器。所提拓撲的開關電容單元結構簡單，有利于簡化逆變器的控制。通過分壓電容和開關電容的邏輯組合，以單電源輸入和較少數(shù)量的器件即可實現(xiàn)九電平輸出和2倍的電壓增益。

2）在所提逆變器的模塊化擴展結構中，后級電容由前級電容串聯(lián)充電，此種充電方式進一步提高了輸出電壓增益和輸出電平數(shù)。當逆變器結構中具備個開關電容單元時，輸出電壓峰值達到2Vdc，輸出電平數(shù)達到2+2+1。

3）在拓撲的擴展結構中，本文所提拓撲結構的有源器件數(shù)量增長趨勢緩慢。與近年來提出的開關電容多電平逆變器的比較結果表明，本文所提拓撲結構在輸出電平數(shù)升高之后，在功率器件數(shù)量方面有明顯優(yōu)勢，這有利于降低變換器成本、提高變換器功率密度。

4）最后，搭建的實驗模型驗證了所提拓撲理論分析的正確性及其可行性，結果表明，逆變器在穩(wěn)態(tài)和動態(tài)條件下都具有良好的工作性能。

[1] 朱澤安, 周修寧, 王旭, 等. 基于穩(wěn)暫態(tài)聯(lián)合仿真模擬的區(qū)域多可再生能源系統(tǒng)評估決策[J]. 電工技術學報, 2020, 35(13): 2780-2791.

Zhu Zean, Zhou Xiuning, Wang Xu, et al. Evaluation and decision-making of regional multi-renewable energy system based on steady-transient integrated simulation[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(13): 2780-2791.

[2] 張峰, 謝運祥, 胡炎申, 等. 臨界模式混合光伏微型逆變器的特性分析[J]. 電工技術學報, 2020, 35(6): 1290-1302.

Zhang Feng, Xie Yunxiang, Hu Yanshen, et al. Characteristics analysis for a boundary conduction mode hybrid-type photovoltaic micro-inverter[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2020, 35(6): 1290-1302.

[3] 李偉, 王輝, 黃守道, 等. 全橋三電平DC-DC變換器優(yōu)化控制策略[J]. 電工技術學報, 2021, 36(16): 3342-3353.

Li Wei, Wang Hui, Huang Shoudao, et al. Optimal control for the full-bridge three-level DC-DC con- verter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(16): 3342-3353.

[4] 丁凱, 鄒云屏, 蔡政英, 等. 一種新型單相不對稱五電平逆變器[J]. 中國電機工程學報, 2004, 24(11): 116-120.

Ding Kai, Zou Yunping, Cai Zhengying, et al. A novel single-phase asymmetric 5-level inverter[J]. Proceedings of The CSEE, 2004, 24(11): 116-120.

[5] 邱繼浪, 何英杰, 焦乾明, 等. 非隔離型三電平逆變器漏電流抑制與中點電位平衡控制[J]. 電力系統(tǒng)自動化, 2021, 45(17): 161-170.

Qiu Jilang, He Yingjie, Jiao Qianming, et al. Leakage current suppression and balance control of neutral point potential for three-level transformerless inver- ter[J]. Automation of Electric Power Systems, 2021, 45(17): 161-170.

[6] 葉滿園, 任威, 李宋, 等. 基于控制載波自由度的級聯(lián)H橋逆變器改進型PWM技術[J]. 電工技術學報, 2021, 36(14): 3010-3021.

Ye Manyuan, Ren Wei, Li Song, et al. Improved PWM technology of cascaded H-bridge inverter based on control of carrier degree of freedom[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(14): 3010-3021.

[7] 劉慶豐, 冷朝霞. 二極管鉗位型逆變器雙頻感應加熱電源的解耦控制[J]. 中國電機工程學報, 2019, 39(6): 1783-1791, 1874.

Liu Qingfeng, Leng Zhaoxia. The decoupling control of double-frequency induction heating power supply based on diode clamped inverter[J]. Proceedings of the CSEE, 2019, 39(6): 1783-1791,1874.

[8] Abdullah R, Rahim N A, Raihan S R S, et al. Five-level diode-clamped inverter with three-level boost converter[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2014, 61(10): 5155-5163.

[9] 莊桂元, 張興, 劉威, 等. 帶飛跨電容的三電平拓撲中SiC MOSFET過電壓與過電流保護[J]. 電工技術學報, 2021, 36(2): 341-351.

Zhuang Guiyuan, Zhang Xing, Liu Wei, et al. Over- voltage and overcurrent protection of SiC MOSFET in three-level topology with flying capacitor[J]. Transa- ctions of China Electrotechnical Society, 2021, 36(2): 341-351.

[10] He Liangzong, Cheng Chen. A flying-capacitor- clamped five-level inverter based on bridge modular switched-capacitor topology[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2016, 63(12): 7814-7822.

[11] 林先輝, 郭謀發(fā), 張偉駿, 等. 用于配電網故障消弧的級聯(lián)H橋多電平變換器設計及仿真[J]. 電氣技術, 2015, 16(12):10-14, 21.

Lin Xianhui, Guo Moufa, Zhang Weijun, et al. Design and simulation of cascaded H-bridge multilevel converters used for faults arc extinguishing of distribution networks[J]. Electrical Engineering, 2015, 16(12): 10-14, 21.

[12] 葉滿園, 康力璇, 陳樂, 等. 級聯(lián)多電平逆變器優(yōu)化調制策略[J]. 高電壓技術, 2019, 45(11): 3612- 3619.

Ye Manyuan, Kang Lixuan, Chen Le, et al. Opti- mization of modulation strategy for cascaded multi- level inverter[J]. High Voltage Engineering, 2019, 45(11): 3612-3619.

[13] Hinago Y, Koizumi H. A switched-capacitor inverter using series/parallel conversion with inductive load[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2012, 59(2): 878-887.

[14] Ye Yuanmao, Cheng K W E, Liu Junfeng, et al. A step-up switched-capacitor multilevel inverter with self-voltage balancing[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2014, 61(12): 6672-6680.

[15] Barzegarkhoo R, Kojabadi H M, Zamiry E, et al. Generalized structure for a single phase switched- capacitor multilevel inverter using a new multiple DC link producer with reduced number of switches[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2016, 31(8): 5604-5617.

[16] 王要強, 王凱歌, 周成龍, 等. 單相中點箝位開關電容多電平逆變器及其控制[J]. 電力自動化設備, 2020, 40(7): 89-95.

Wang Yaoqiang, Wang Kaige, Zhou Chenglong, et al. Single phase neutral-point-clamped switched-capacitor multilevel inverter and its control[J]. Electric Power Automation Equipment, 2020, 40(7): 89-95.

[17] Taghvaie A, Adabi J, Rezanejad M. A self-balanced step-up multilevel inverter based on switched-capacitor structure[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2018, 33(1): 199-209.

[18] Samizadeh M, Yang Xu, Karami B, et al. A new topology of switched-capacitor multilevel inverter with eliminating leakage current[J]. IEEE Access, 2020, 8: 76951-76965.

[19] Siddique M D, Mekhilef S, Mohamed Shah N, et al. A new switched-capacitor based Boost multilevel inverter topology with higher voltage gain[J]. IET Power Electronics, 2020, 13(14): 3209-3212.

[20] Zhu Xiaonan, Wang Hongliang, Zhang Wenyuan, et al. A novel single-phase five-level transformer-less photovoltaic (PV) inverter[J]. CES Transactions on Electrical Machines and Systems, 2020, 4(4): 329- 338.

[21] 管月, 李磊, 張晉川. 適合高輸入電壓的高頻隔離逆變器[J]. 電力系統(tǒng)自動化, 2020, 44(11): 163-170.

Guan Yue, Li Lei, Zhang Jinchuan. High-frequency isolated inverter for high input voltage[J]. Auto- mation of Electric Power Systems, 2020, 44(11): 163-170.

[22] 吳學智, 劉亞東, 黃立培. 三電平電壓型逆變器空間矢量調制算法的研究[J]. 電工電能新技術, 2002, 21(4): 16-19.

Wu Xuezhi, Liu Yadong, Huang Lipei. Research on space vector modulation algorithm for three-level PWM voltage source inverter[J]. Advanced Techno- logy of Electrical Engineering and Energy, 2002, 21(4): 16-19.

[23] McGrath B P, Holmes D G. Multicarrier PWM strategies for multilevel inverters[J]. IEEE Transa- ctions on Industrial Electronics, 2002, 49(4): 858- 867.

[24] 葉滿園, 吳韓. 混合CHB逆變器優(yōu)化調制策略的研究[J]. 電力電子技術, 2019, 53(9): 95-98.

Ye Manyuan, Wu Han. Research on hybrid CHB inverter optimization modulation method[J]. Power Electronics, 2019, 53(9): 95-98.

[25] 楊克虎, 唐欣, 張奇, 等. 階梯波多電平變換器特定諧波消除的完全解[J]. 電機與控制學報, 2017, 21(2): 27-34.

Yang Kehu, Tang Xin, Zhang Qi, et al. Complete solutions for selective harmonic elimination problem of multilevel staircase converter[J]. Electric Machines and Control, 2017, 21(2): 27-34.

A New Type of Multilevel Inverter and Its Modular Analysis

1,21,21,231,4

（1. School of Electrical Engineering Zhengzhou University Zhengzhou 450001 China 2. Henan Engineering Research Center of Power Electronics and Energy Systems Zhengzhou 450001 China 3. Henan Key Laboratory of Intelligent Charging Technology Xuchang 461000 China 4. School of Engineering Cardiff University Cardiff CF243AA UK）

In order to improve the problems of the large number of active components and the complex expansion structure of the traditional multilevel inverter, this paper proposes a multilevel inverter that reduces the number of components and can be modularly expanded. The inverter is composed of a voltage divider capacitor unit, a switched capacitor unit and two half bridges. It uses 1 DC power supply, 4 capacitors, 8 switches and 2 diodes to achieve double voltage gain and a nine-level AC output voltage. Two half-bridges are used in the proposed inverter instead of the back-end H-bridge to convert the output voltage polarity, which can effectively reduce the total voltage stress of the switches. In the modular expansion structure of the proposed inverter, the step-by-step charging method of the capacitors further improves the voltage gain and the output level number. This paper includes the working states, modulation strategy, capacitance analysis, parameter calculation, and topology comparison of the proposed inverter. Finally, the feasibility of the proposed inverter and the correctness of the theoretical analysis are verified through simulation and experiment.

Inverter, multilevel, switched capacitor, voltage self-balancing, modular

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.211002

TM464

國家自然科學基金項目（51507155）、河南省高等學校青年骨干教師項目（2019GGJS011）和河南省重點研發(fā)與推廣專項項目（222102520001）資助。

2021-07-07

2021-11-08

王要強 男，1982年生，博士，副教授，主要研究方向為電力電子變換、可再生能源發(fā)電、電機驅動控制等。E-mail: WangyqEE@163.com

趙朝陽 男，1992年生，博士，講師，主要研究方向為電力電子功率變換理論及其應用。E-mail: zhaoyangzhao@zzu.edu.cn（通信作者）

（編輯 陳 誠）