蘇偉童，韓文念，王 康，田 霖，趙珍陽，張 勇，田中朝，汪 曣

(1.天津大學(xué)，天津 300072；2.天津智譜儀器有限公司，天津 300134；3.山東東儀光電儀器有限公司，山東 煙臺 264000)

電感耦合等離子體質(zhì)譜儀(ICP-MS)自20世紀(jì)80年代問世以來，憑借高靈敏度、超痕量檢測限、多元素分析等特點(diǎn)，使其在醫(yī)學(xué)、環(huán)境、半導(dǎo)體等領(lǐng)域具有舉足輕重的地位[1]。ICP-MS基本結(jié)構(gòu)一般包括進(jìn)樣系統(tǒng)、ICP離子源、接口、離子光學(xué)系統(tǒng)、四極桿質(zhì)量分析器、離子檢測器以及數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)等[2]。其中，數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)對檢測器輸出的數(shù)據(jù)進(jìn)行采集、處理和傳輸，采集速度、采集穩(wěn)定性、數(shù)據(jù)信噪比等均會影響儀器的掃描速度、靈敏度、分辨率等關(guān)鍵性能指標(biāo)[3]。因此，一套實(shí)時(shí)、高效、穩(wěn)定的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)是優(yōu)質(zhì)ICP-MS的必要條件。

ICP-MS的檢測器可以在脈沖模式和模擬模式下工作。脈沖模式負(fù)責(zé)測量樣品中低濃度元素，檢測器輸出高頻脈沖信號，脈沖頻率反映元素濃度；模擬模式負(fù)責(zé)測量樣品中高濃度元素，檢測器輸出微弱電流信號，電流大小反映元素濃度。通常情況下，在分析樣品之前需要選擇合適濃度的調(diào)諧溶液對2種模式下的輸出信號做交叉校準(zhǔn)[3]，將信號量統(tǒng)一為每秒脈沖計(jì)數(shù)(cps)。當(dāng)計(jì)數(shù)率在104～106cps時(shí)，檢測器可同時(shí)輸出脈沖和模擬2種檢測信號[4]。因此，數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)需要同時(shí)采集2種模式下的輸出信號。

ICP-MS的理想譜峰形狀為矩形，由于離子的能量分散、空間電荷影響、加速電壓的不穩(wěn)定、四極桿的加工誤差以及長度限制等原因，譜峰呈現(xiàn)為高斯峰[5-6]，并且由于電源波動、電子元件噪聲、等離子體噪聲、樣品引入的不穩(wěn)定[7]以及四極桿射頻電源[8]和ICP射頻源的不完全屏蔽等，使得采集到的信號存在大量噪聲。前級模擬電路并不能完全濾除噪聲，且由于環(huán)境中噪聲的不確定性，模擬濾波并不具備良好的普適性?；诖?，本研究擬采用動態(tài)可配置數(shù)字濾波器對質(zhì)譜信號進(jìn)行預(yù)處理以提高信噪比。

1 系統(tǒng)硬件電路設(shè)計(jì)

本系統(tǒng)的設(shè)計(jì)采用Xilinx公司的ZYNQ可擴(kuò)展處理平臺作為核心處理芯片，分為處理系統(tǒng)(PS)端和可編程邏輯(PL)端。其中，PS端以Cortex-A9作為處理器，PL端囊括了現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)邏輯單元和數(shù)字信號處理(DSP)資源[9]。系統(tǒng)硬件電路框圖示于圖1，其中PL端負(fù)責(zé)采集處理來自前級板的質(zhì)譜信號并傳輸至同步動態(tài)隨機(jī)存儲器(DDR3)內(nèi)存芯片中，PS端負(fù)責(zé)實(shí)現(xiàn)整個(gè)系統(tǒng)控制流程并通過以太網(wǎng)與上位機(jī)進(jìn)行實(shí)時(shí)交互。

圖1 系統(tǒng)硬件電路框圖Fig.1 System hardware circuit block diagram

ICP-MS駐留時(shí)間最小為100 μs，即模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)采樣率最小為10 kHz。因此，ADC采用美國 Analog Devices公司生產(chǎn)的AD7663芯片，其是一款精度為16 bit，最高支持250 kHz采樣率的逐次逼近型ADC，支持串行外設(shè)接口(SPI)通信，并且其工作功耗典型值僅為35 mW，完全符合模擬計(jì)數(shù)要求。

脈沖信號的傳輸采用同軸連接器(BNC)與同軸電纜共同作用，可以減少傳輸過程中可能引入的干擾，提高信噪比。

ICP-MS單次全掃總數(shù)據(jù)量約為20 kB。因此，數(shù)據(jù)存儲器芯片采用2片型號為NT5CB256M16EP-DI的DDR3芯片，總?cè)萘繛? GB。FLASH芯片采用容量為32 MB的W25Q256FVEI芯片，完全滿足系統(tǒng)程序設(shè)計(jì)要求。為實(shí)現(xiàn)質(zhì)譜數(shù)據(jù)的實(shí)時(shí)傳輸，以太網(wǎng)芯片采用帶寬千兆的RTL8211E-VL以實(shí)現(xiàn)上下位機(jī)實(shí)時(shí)通信。

2 系統(tǒng)軟件邏輯設(shè)計(jì)

ZYNQ內(nèi)部邏輯框圖示于圖2，其中PL端主要包括計(jì)數(shù)模塊、濾波模塊、數(shù)據(jù)傳輸模塊，PS端以FreeRTOS系統(tǒng)為內(nèi)核負(fù)責(zé)整個(gè)數(shù)據(jù)采集流程的控制。并且，系統(tǒng)內(nèi)部通信協(xié)議采用ARM公司推出的第四代高級標(biāo)準(zhǔn)可擴(kuò)展接口協(xié)議(AXI4)，該協(xié)議的各通道均利用ready和valid的雙向握手機(jī)制來確保通信的精準(zhǔn)控制及穩(wěn)定。其中，PS端與PL端的通信采用AXI4-Lite接口控制參數(shù)的傳遞，PL端內(nèi)部各模塊間通信采用AXI4-Stream接口用于高速數(shù)據(jù)流的傳輸。

圖2 ZYNQ內(nèi)部邏輯框圖Fig.2 Internal logic block diagram of ZYNQ

2.1 計(jì)數(shù)模塊

ICP-MS檢測器脈沖模式輸出的是高頻電流脈沖信號，脈沖計(jì)數(shù)模塊需要記錄特定時(shí)間內(nèi)的脈沖個(gè)數(shù)。由于所選檢測器產(chǎn)生的脈沖持續(xù)時(shí)間最短為5 ns，脈沖頻率范圍最高可達(dá)10 MHz，因此選用400 MHz作為脈沖檢測觸發(fā)時(shí)鐘。400 MHz時(shí)鐘由混合模式時(shí)鐘管理器(MMCM)倍頻全局時(shí)鐘200 MHz產(chǎn)生。脈沖檢測方式為上升沿檢測，即檢測到輸入脈沖信號的上升沿時(shí)，計(jì)數(shù)器加1。而檢測器模擬模式輸出的是微弱電流信號，前置放大通過電流電壓放大將其轉(zhuǎn)換成0～2.5 V電壓信號后，由模擬計(jì)數(shù)模塊控制AD7663模數(shù)轉(zhuǎn)換器進(jìn)行采集。

計(jì)數(shù)模塊工作時(shí)序示于圖3，其中Settling信號用于模塊的復(fù)位及采集開始，Capture信號用于使能數(shù)據(jù)輸出。為了防止后續(xù)模塊由于初始化或延遲導(dǎo)致的數(shù)據(jù)丟失，數(shù)據(jù)采集后暫時(shí)緩存在FIFO存儲器中。

圖3 計(jì)數(shù)模塊工作時(shí)序圖Fig.3 Working sequence diagram of counting module

2.2 FIR濾波模塊

根據(jù)單位沖激響應(yīng)的類型，數(shù)字濾波器可分為FIR濾波器和IIR濾波器[10]。對于ICP-MS數(shù)據(jù)，IIR濾波器的相位非線性變化會導(dǎo)致譜峰信息失真，因此采用具有線性相位特征的FIR濾波器[11]。若用高斯峰來描述ICP-MS譜峰，則譜峰函數(shù)f(t)可表示為[12]：

(1)

其中，m為譜峰的位置，τ為峰寬，E為峰強(qiáng)，t為峰持續(xù)時(shí)間。對式(1)進(jìn)行傅里葉變換可得頻率分布：

(2)

由此可知，譜峰信號為低頻信號，頻率分布與峰寬τ有關(guān)。若將頻域峰峰值衰減70 dB處的頻率作為譜峰上限頻率，則可大致表示為：

(3)

可見，上限頻率fh與峰寬τ成反比，即與掃描速度成反比。

本課題組自主研制的ICP-MS樣機(jī)掃描速度為1～100 ms/u，則譜峰上限頻率約為35～3 500 Hz。因此需要設(shè)計(jì)一種FIR低通濾波器。

FIR濾波模塊設(shè)計(jì)基于Xilinx公司的FIR compiler IP核，可生成高度可參數(shù)化、高資源利用率以及高性能的FIR濾波器。濾波器架構(gòu)采用脈動直接型以減小濾波器內(nèi)部關(guān)鍵路徑延遲，提高濾波速率。

FIR compiler IP核支持雙通道并行模式以實(shí)現(xiàn)同步濾波，但該IP核僅支持單個(gè)AXI4-Stream數(shù)據(jù)輸入接口，因此需設(shè)計(jì)數(shù)據(jù)合并模塊，將2通道32bit數(shù)據(jù)位寬總線合并為64bit數(shù)據(jù)位寬的單通道總線。同樣，輸出接口也采用數(shù)據(jù)分離模塊將濾波后數(shù)據(jù)拆分為2通道。

濾波器初始系數(shù)通過導(dǎo)入MATLAB fdatool工具生成的對應(yīng)coe文件來配置，并啟用系數(shù)重載功能以實(shí)現(xiàn)動態(tài)FIR濾波器。初始濾波器采用Hamming窗設(shè)計(jì)為200階截止頻率4 000 Hz的低通濾波器，可以實(shí)現(xiàn)53 dB的最小阻帶衰減。實(shí)際應(yīng)用中可根據(jù)環(huán)境噪聲的分布及實(shí)驗(yàn)要求，對窗函數(shù)、階數(shù)以及截止頻率進(jìn)行動態(tài)調(diào)整以實(shí)現(xiàn)數(shù)據(jù)最佳預(yù)處理。系數(shù)生成采用計(jì)算方式而非傳統(tǒng)的預(yù)存方式[13]，以提高系統(tǒng)的普適性，并且采用PS端計(jì)算系數(shù)以減小PL端資源的消耗，計(jì)算流程示于圖4。

圖4 FIR濾波器系數(shù)計(jì)算流程圖Fig.4 Flow chart of FIR filter coefficient calculation

動態(tài)系數(shù)的導(dǎo)入與配置由PS端控制實(shí)現(xiàn)(圖2)，PS端從AXI_GP接口通過AXI4-Lite總線將系數(shù)與控制字發(fā)送至對應(yīng)緩存模塊，緩存模塊將其轉(zhuǎn)換為AXI4-Stream協(xié)議格式后依次發(fā)送至FIR compiler IP核。

2.3 雙通道數(shù)據(jù)傳輸模塊

雙通道數(shù)據(jù)傳輸模塊基于Xilinx公司的多通道直接內(nèi)存訪問(MCDMA)IP核，每個(gè)通道支持獨(dú)立的中斷(圖2)，采用AXI-HP接口作為MCDMA到DDR3的接口，最高傳輸速率可達(dá)1 200 M/s。PS端通過AXI4-Lite總線對MCDMA IP核的各數(shù)據(jù)通道初始化、狀態(tài)、數(shù)據(jù)包信息以及管理寄存器進(jìn)行配置訪問，控制流程示于圖5。

圖5 數(shù)據(jù)傳輸控制流程圖Fig.5 Flow chart of data transmission control

本系統(tǒng)在運(yùn)行過程中需要對數(shù)據(jù)傳輸進(jìn)行控制，完成FIR濾波器系數(shù)計(jì)算與重載，并與上位機(jī)進(jìn)行實(shí)時(shí)交互，這要求系統(tǒng)應(yīng)具有高實(shí)時(shí)性和高穩(wěn)定性，因此移植FreeRTOS實(shí)時(shí)操作系統(tǒng)到PS端[14]。以太網(wǎng)通信采用Modbus/TCP傳輸協(xié)議以提高系統(tǒng)的穩(wěn)定性、通用性和實(shí)時(shí)性[15]。

3 結(jié)果與討論

3.1 脫機(jī)測試

3.1.1脈沖計(jì)數(shù) 為測量系統(tǒng)脈沖計(jì)數(shù)的準(zhǔn)確度，利用Tektronix公司的AFG320信號發(fā)生器生成LVCOMS-3.3電平的脈沖信號來模擬ICP-MS檢測器輸出的脈沖信號。測試實(shí)驗(yàn)變量包括單次數(shù)據(jù)采集時(shí)間和信號發(fā)生器產(chǎn)生的脈沖頻率。變量取值范圍均大于ICP-MS真實(shí)參數(shù)取值范圍。實(shí)驗(yàn)測試統(tǒng)計(jì)了采集值和采集相對誤差，其中采集值為1 000次相同實(shí)驗(yàn)條件下采集結(jié)果的平均值，采集相對誤差為采集誤差與理論值的比值。實(shí)驗(yàn)采集相對誤差示于圖6，可以看到，隨著采集時(shí)間的增加，采集相對誤差逐漸趨近于0.002%。因此，推測采集誤差主要由ZYNQ與AFG320所用基準(zhǔn)晶振的偏差造成。

圖6 校正前實(shí)驗(yàn)采集相對誤差Fig.6 Relative errors of experimental acquisition before correction

為準(zhǔn)確驗(yàn)證脈沖計(jì)數(shù)性能，需要計(jì)算校正因子A來消除由晶振間偏差產(chǎn)生的誤差。

Tc·A=Tsg

(4)

其中，Tc為ZYNQ芯片所設(shè)采集時(shí)間，Tsg為實(shí)際信號發(fā)生器輸出信號的時(shí)間。若用Te表示Tc與Tsg相差的時(shí)間，則Tc可表示為：

Tc=Tsg+Te

(5)

并且，Te可用誤差個(gè)數(shù)E與輸入信號頻率F表示，即：

(6)

采用線性相關(guān)系數(shù)最大的采集時(shí)間100 ms的數(shù)據(jù)來計(jì)算，校正因子A為0.999 98。校正之后再次測試，結(jié)果示于圖7，采集值與脈沖輸入頻率呈極強(qiáng)的線性關(guān)系，相對誤差≤0.000 5%。

圖7 校正后實(shí)驗(yàn)采集值Fig.7 Experimental collected values after correction

3.1.2模擬計(jì)數(shù) 為校準(zhǔn)模擬計(jì)數(shù)中ADC采樣，利用RIGOL公司的DP832直流穩(wěn)壓電源產(chǎn)生0～2.5 V模擬信號來模擬ICP-MS檢測器輸出的模擬信號，單次采集時(shí)間固定為1 ms，采集個(gè)數(shù)為1 000個(gè)。同時(shí)，用Agilent公司的34401A六位半數(shù)字萬用表測量模擬信號電壓，將其作為標(biāo)準(zhǔn)輸入電壓與采樣電壓進(jìn)行比較，采集結(jié)果示于圖8。

圖8 模擬計(jì)數(shù)測試結(jié)果Fig.8 Test results of analog counting

對結(jié)果進(jìn)行線性擬合，擬合公式為：

y=1.001x-7.886×10-4(R2=0.999 98)

(7)

其中，x為輸入電壓，y為采樣電壓。

3.1.3數(shù)字濾波 為測試系統(tǒng)數(shù)字濾波性能，利用Tektronix公司的AFG320信號發(fā)生器生成0～2 V正弦波，頻率范圍為10～100 kHz。利用系統(tǒng)模擬計(jì)數(shù)通道采集數(shù)字濾波，采樣頻率為200 kHz，配置數(shù)字濾波模塊為基于Hamming窗的截止頻率50 kHz的200階低通濾波器。采集信號后，對數(shù)字濾波進(jìn)行快速傅里葉變換(FFT)，記錄對應(yīng)頻率的幅值，以此繪制濾波器幅頻特性曲線，示于圖9。該實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論幅頻特性曲線基本吻合。

圖9 數(shù)字濾波測試結(jié)果Fig.9 Test results of digital filter

綜上，本系統(tǒng)脈沖計(jì)數(shù)具有較高的準(zhǔn)確度，模擬計(jì)數(shù)具有很高的線性度，數(shù)字濾波器表現(xiàn)出很好的濾波效果，在測試時(shí)整個(gè)系統(tǒng)表現(xiàn)出極高的穩(wěn)定性，完全滿足ICP-MS數(shù)據(jù)采集的需求。

3.2 上機(jī)測試

基于自行研制的ICP-MS測試平臺，利用本系統(tǒng)測試5×10-9μg/L標(biāo)準(zhǔn)調(diào)諧液TUNE D，質(zhì)量范圍90～150 u，駐留時(shí)間100 μs，通道數(shù)30。首次測試時(shí)禁用系統(tǒng)濾波功能，直接獲取原始脈沖和模擬雙通道質(zhì)譜數(shù)據(jù)，結(jié)果示于圖10a、10b。可以看到，脈沖計(jì)數(shù)幾乎沒有噪聲，信噪比滿足后續(xù)譜峰特征提取需求，而模擬計(jì)數(shù)在經(jīng)過前級板模擬濾波之后仍有大量噪聲，其頻譜分布圖示于圖10c。信號中包含白噪聲和部分高頻噪聲，而音頻噪聲[16]以及工頻干擾均在譜峰信號頻率范圍內(nèi)。

基于此，需要采用濾波器對信號進(jìn)行降噪處理。如2.2節(jié)所述，本系統(tǒng)采用窗函數(shù)對FIR濾波器進(jìn)行設(shè)計(jì)，并且支持多種窗函數(shù)。由圖10c可知，大約3.38 kHz頻率處噪聲強(qiáng)度最大，為0.118 6，需要至少衰減30 dB，滿足此衰減度的窗函數(shù)包括Hanning、Hamming、Blackman等，其中同等階數(shù)下Hanning與Hamming的過渡帶接近且最小，因此選擇兩者中最小阻帶衰減偏大的Hamming進(jìn)行FIR濾波器設(shè)計(jì)。觀察頻譜圖并結(jié)合式(3)可得本次測試譜峰上限頻率約為1.2 kHz。綜合以上參數(shù)設(shè)計(jì)了階數(shù)64階，截止頻率1.2 kHz，基于Hamming窗的低通濾波器，利用本系統(tǒng)數(shù)字濾波功能對模擬計(jì)數(shù)譜圖進(jìn)行濾波。為防止數(shù)字濾波對通帶內(nèi)譜峰信號的微小衰減影響后續(xù)交叉校正的準(zhǔn)確性，需要對脈沖計(jì)數(shù)進(jìn)行相同的濾波處理，濾波后數(shù)據(jù)分別示于圖11a、11b。

圖10 濾波前的脈沖計(jì)數(shù)(a)、模擬計(jì)數(shù)(b)、模擬計(jì)數(shù)頻譜(c)Fig.10 Pulse counting (a), analog counting (b), analog counting spectrum (c) before filtering

對比濾波前的質(zhì)譜圖，濾波后的脈沖計(jì)數(shù)幾乎沒有變化，而模擬計(jì)數(shù)噪聲明顯減少，對濾波模擬計(jì)數(shù)數(shù)據(jù)進(jìn)行FFT可得到其頻譜分布圖，示于圖11c。通帶外的噪聲均已明顯衰減，主要噪聲頻率衰減度列于表1，均在40 dB以上；而通帶內(nèi)的噪聲對質(zhì)譜信號形狀影響并不明顯。若將質(zhì)量數(shù)140～150 u處的數(shù)據(jù)作為噪聲，115In的譜峰信噪比由濾波前的49.493 dB增大為74.037 dB，提高了49.59%，得到明顯改善。

圖11 濾波后的脈沖計(jì)數(shù)(a)、模擬計(jì)數(shù)(b)、模擬計(jì)數(shù)頻譜(c)Fig.11 Pulse counting (a), analog counting (b), analog counting spectrum (c) after filtering

表1 模擬計(jì)數(shù)主要噪聲頻率衰減度Table 1 Attenuation degree of main noise frequency of analog counting

實(shí)際應(yīng)用中，在得到脈沖和模擬2種模式下的數(shù)據(jù)后需要進(jìn)行交叉校正，將模擬計(jì)數(shù)的數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換為等效的脈沖計(jì)數(shù)數(shù)據(jù)[4]，即將模擬計(jì)數(shù)的數(shù)據(jù)單位mV轉(zhuǎn)換為cps。具體校正方式不再贅述，模擬計(jì)數(shù)校正之后的數(shù)據(jù)示于圖12。

圖12 交叉校正后模擬計(jì)數(shù)譜圖Fig.12 Analog counting spectrum after cross correction

質(zhì)譜數(shù)據(jù)在經(jīng)過FIR濾波后會向右偏移，即發(fā)生相位延遲，并且延遲的相位為濾波器階數(shù)N的一半。因此，為獲取正確的譜峰信息，本系統(tǒng)在采集完質(zhì)譜數(shù)據(jù)后，會在數(shù)據(jù)末尾補(bǔ)零進(jìn)行數(shù)據(jù)延拓，并且丟棄濾波后前N/2個(gè)數(shù)據(jù)。

本系統(tǒng)FPGA端資源占用情況列于表2?？梢钥吹?，各資源占用率均小于50%，仍有足夠余量用于后續(xù)功能模塊使用，并且系統(tǒng)片上功耗僅2.27 W。

表2 系統(tǒng)FPGA端資源占用情況Table 2 Resource occupation in system FPGA end

4 結(jié)論

本研究設(shè)計(jì)了一種基于ZYNQ 的數(shù)據(jù)采集處理系統(tǒng)應(yīng)用于電感耦合等離子質(zhì)譜儀，相比于傳統(tǒng)的數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)，該系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)了雙模式數(shù)據(jù)同步采集和傳輸，并創(chuàng)新性地設(shè)計(jì)了可在線配置的動態(tài)數(shù)字濾波器用于質(zhì)譜數(shù)據(jù)預(yù)處理，適應(yīng)不同環(huán)境噪聲，實(shí)際測試中配置了64階低通FIR數(shù)字濾波器，115In的譜峰信噪比提高了49.59%。該系統(tǒng)具有普適性，有利于推動質(zhì)譜儀小型化、智能化進(jìn)程。