陳 虹，梁 超

(國網(wǎng)江蘇省電力有限公司常州供電分公司，江蘇 常州 213004)

靜止變頻器是同步發(fā)電機啟動和并網(wǎng)的關(guān)鍵設(shè)備[1-3]。靜止變頻器為同步發(fā)電機提供頻率和功率可控的交流電，從而可以調(diào)節(jié)同步發(fā)電機的轉(zhuǎn)速[4-5]。如發(fā)電機異步啟動時，會從電網(wǎng)中吸取大量的無功功率，且啟動轉(zhuǎn)矩較小，并將產(chǎn)生較大的沖擊電流。而變頻啟動輸入較小的電流就能使發(fā)電機運行于各種轉(zhuǎn)速下[6-8]，因此變頻啟動相比于其他啟動方式有很多優(yōu)勢。當發(fā)電機處于低速運行階段時，同步發(fā)電機反電動勢幅值較小，不能為逆變電路晶閘管提供反向電壓，不能使用自然換相法，因此工業(yè)上普遍采用脈沖換相法實現(xiàn)逆變電路換相[9-10]。

脈沖換相是變頻啟動的重要環(huán)節(jié)，關(guān)于此階段問題的研究對于提升系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性具有重要理論意義和工程價值[11]。文獻[12]針對轉(zhuǎn)子靜止在特定位置時，感應(yīng)線電壓幅值相同，無法根據(jù)線電壓的幅值大小確定電流型逆變器的初始導通，通過對6種初始導通方案對應(yīng)的初始啟動轉(zhuǎn)矩比較，根據(jù)初始啟動轉(zhuǎn)矩最大的原則確定了靜止變頻系統(tǒng)初始導通方案，但是該方案沒有考慮轉(zhuǎn)子停在該特定位置之前時失去電磁轉(zhuǎn)矩的情況；文獻[13]提出一種基于模型預(yù)測控制的靜止變頻系統(tǒng)脈沖換相階段控制方法，該控制方法可以使靜止變頻器輸出的電磁轉(zhuǎn)矩跟隨參考值，而在換相期間斷電的情況下，傳統(tǒng)的PI控制方式無法實現(xiàn)這一功能，但該方法需要在有限時域求最優(yōu)解，求解比較困難且物理意義不明確；文獻[14]提出通過控制逆變角γ提高靜止變頻器的功率因數(shù)，從而提高了靜止變頻器輸出的電磁轉(zhuǎn)矩，減小了轉(zhuǎn)矩脈動；文獻[15]指出隨著轉(zhuǎn)速的上升，負載轉(zhuǎn)矩增加，定子阻抗增加，傳統(tǒng)的電流控制方法難以使斷續(xù)后的電流快速上升并維持穩(wěn)定。

針對上述靜止變頻器在低速階段存在的問題，本文在分析靜止變頻器輸出的電磁轉(zhuǎn)矩的基礎(chǔ)上，提出了一種基于雙重分區(qū)的初始導通方案，該方案有效地提升了驅(qū)動同步發(fā)電機的初始轉(zhuǎn)矩。同時本文提出整流電路導通角前饋控制和電流閉環(huán)控制策略，該策略保證了脈沖換相階段電流恢復時上升的快速性和持續(xù)階段的穩(wěn)定性，使脈沖換相階段轉(zhuǎn)速和回路電流具有良好的動態(tài)效果。

1 靜止變頻器原理及輸出轉(zhuǎn)矩分析

同步發(fā)電機靜止變頻系統(tǒng)原理圖如圖1所示，靜止變頻系統(tǒng)主電路一般由降壓變壓器、整流電路、電流型逆變電路、升壓變壓器和同步發(fā)電機組成，網(wǎng)側(cè)和機側(cè)變壓器起到改變電壓等級和隔離的作用，整流電路將交流電轉(zhuǎn)化為直流電，平波電抗器和逆變電路構(gòu)成電流型逆變電路，該電路能夠?qū)⒅绷麟娏鬓D(zhuǎn)化為三相交流電流，平波電抗器具有抑制直流電流脈動的作用。在一個工作周期T內(nèi)，電流型逆變電路有6種開關(guān)組合(T′1，T′2；T′2，T′3；T′3，T′4；T′4，T′5；T′5，T′6；T′6，T′1)，忽略轉(zhuǎn)速的變化，每個開關(guān)組合的導通時間為1/6T，在這種工作模式下，電流型逆變電路輸出電流產(chǎn)生旋轉(zhuǎn)磁動勢，旋轉(zhuǎn)磁動勢向量圖如圖2所示。圖中，A、B、C分別為各相電壓的矢量位置，F(xiàn)BA、FBC…分別為BA、BC等端口的勵磁磁動勢。旋轉(zhuǎn)磁動勢的頻率和幅值與輸出電流的頻率和幅值相關(guān)，旋轉(zhuǎn)的定子磁場與轉(zhuǎn)子磁場相互作用，牽引轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)動，實現(xiàn)同步發(fā)電機的變頻啟動[16]。

圖1 靜止變頻系統(tǒng)原理圖

圖2 旋轉(zhuǎn)磁動勢向量圖

靜止變頻系統(tǒng)的控制系統(tǒng)對整流電路、逆變電路以及勵磁系統(tǒng)進行控制，同步發(fā)電機在低速階段和高速階段運行時，靜止變頻系統(tǒng)對上述各部分的控制方法不相同。本文研究的低速階段轉(zhuǎn)矩優(yōu)化控制策略包括對整流電路的控制和逆變電路的控制，保證勵磁系統(tǒng)輸出恒定的勵磁電流。

下文將通過分析逆變電路驅(qū)動同步發(fā)電機的電磁轉(zhuǎn)矩，在找出傳統(tǒng)逆變電路低速階段控制策略以及該策略初始導通中的問題的基礎(chǔ)上，提出一種基于雙重分區(qū)的逆變電路的初始導通策略。初始導通后轉(zhuǎn)子具有了初始轉(zhuǎn)速，具備了實現(xiàn)γ=0°脈沖換相條件，從而實現(xiàn)逆變電路最大功率控制。同時通過優(yōu)化整流電路觸發(fā)角α，提高直流電流Id的動態(tài)性能，提高低速階段靜止變頻器的輸出轉(zhuǎn)矩。

根據(jù)交流發(fā)電機電樞反應(yīng)理論，勵磁磁動勢Ff與電樞磁動勢Fa相互作用產(chǎn)生電磁轉(zhuǎn)矩Te：

Te=KFfFasinθ

(1)

式中：Ff和Fa的單位為A·t；θ為磁動勢Ff和Fa的夾角，(°)；K為電磁轉(zhuǎn)矩常數(shù)，Wb/A/t。

由式(1)可知，當電樞磁動勢超前勵磁磁動勢90°時，正向電磁轉(zhuǎn)矩最大，根據(jù)勵磁磁動勢的位置，將轉(zhuǎn)子位置平面分為6個扇區(qū)，如圖2所示。當勵磁磁動勢進入第1扇區(qū)時，應(yīng)導通T′1，T′6；當勵磁磁動勢進入第2扇區(qū)時，應(yīng)導通T′1，T′2。以此類推，采用這種導通策略，靜止變頻器輸出的平均電磁轉(zhuǎn)矩最大。

2 靜止變頻器低速階段導通角控制策略

2.1 基于雙重分區(qū)的逆變電路初始導通策略

當轉(zhuǎn)子停在圖2中的某分區(qū)邊緣區(qū)域時，由于檢測的誤差，可能被判別為轉(zhuǎn)子處于上一扇區(qū)的末尾區(qū)域，而當轉(zhuǎn)子停在上一扇區(qū)的末尾區(qū)域時，同步發(fā)電機在圖3所示的t2時間段失去加速轉(zhuǎn)矩，導致同步發(fā)電機無法啟動，圖中，t1=5～8 ms，t2=3～5 ms，t3≈10 ms，t4=10～600 ms。

圖3 脈沖換相階段回路電流示意圖

針對上述可能出現(xiàn)的情況，本文提出一種基于雙重分區(qū)的初始導通策略，該策略為：當轉(zhuǎn)子處在兩個扇區(qū)的交界處時，同時導通能產(chǎn)生正向較大電磁轉(zhuǎn)矩所對應(yīng)的兩組開關(guān)組合，如當轉(zhuǎn)子處于扇區(qū)6和扇區(qū)1交界處時，同時導通T′5，T′6和T′6，T′1兩個開關(guān)組合，這種初始導通方案能夠避免轉(zhuǎn)子在啟動后較短的時間內(nèi)發(fā)生脈沖換相，即增加了t4。傳統(tǒng)導通區(qū)域及改進后的雙重分區(qū)導通區(qū)域示意圖如圖4所示。改進后導通策略產(chǎn)生的初始轉(zhuǎn)矩Tek0為：

(2)

式中：θ0為傳統(tǒng)分區(qū)線與轉(zhuǎn)子位置的夾角，(°)。

靜止變頻器的輸出電磁功率Pem為：

Pem=Tek1·ωr

(3)

式中：Tek1為平均電磁轉(zhuǎn)矩，N·m；ωr為電機角頻率。

靜止變頻器在第一次換相時輸出的有功功率P為：

圖4 轉(zhuǎn)子位置雙重分區(qū)示意圖

(4)

式中：tk為轉(zhuǎn)子的加速時間，s；t為控制時刻。

2.2 基于導通角前饋控制和電流閉環(huán)控制整流電路控制策略

在脈沖換相階段，靜止變頻器傳統(tǒng)的控制方法一般采用電流單閉環(huán)控制，基于電流單閉環(huán)控制框圖如圖5所示，這樣的控制策略目的是控制直流電流Id和機端交流電流I的幅值恒定，為同步發(fā)電機提供加速轉(zhuǎn)矩。

圖5 基于電流單閉環(huán)控制框圖

靜止變頻器施加給電機的驅(qū)動轉(zhuǎn)矩為：

(5)

式中：CM和CR為靜止變頻系統(tǒng)運行參數(shù)；β0為逆變電路空載超前導通角；μi為逆變電路換相重疊角；Ld和Lq為同步電機直軸和交軸同步電感；p為電機極對數(shù)。

隨著轉(zhuǎn)速的增加，發(fā)電機的反電動勢增加，其直軸反應(yīng)電抗和交軸反應(yīng)電抗也增加，電流單閉環(huán)控制整流電路在重新建立直流電流時無法快速上升并跟蹤參考值。鑒于此，本文提出一種脈沖換相階段整流電路控制策略，其包含導通角前饋控制和電流閉環(huán)控制兩部分。導通角前饋控制轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速跟隨參考值，電流閉環(huán)控制采用電流偏差的比例控制?；趯ń乔梆伩刂坪碗娏鏖]環(huán)控制的控制框圖如圖6所示。

圖6 基于導通角前饋控制和電流團環(huán)控制的控制框圖

電流閉環(huán)控制總的表達式如下：

(6)

式中：Cα(t)為導通角指令值；Cαfw(t)為導通角前饋控制量，(°)；Cαfb(t)為反饋控制量，(°)；Cαinit為前饋控制量初始值，(°)；Ki為導通角前饋控制器參數(shù)；Δiul為與電流參考值和電流測量值偏差相關(guān)的量，A；Kp為反饋比例系數(shù)；Δi(t)為電流參考值與電流測量值偏差值，A。

整流電路初始導通角Cαinit對應(yīng)的直流電流產(chǎn)生的驅(qū)動轉(zhuǎn)矩應(yīng)該大于負載轉(zhuǎn)矩，同時要限制直流電流小于直流電流允許值，即：

Id.min

(9)

式中：Iinit為初始導通角下對應(yīng)的電流；Id.min為負載轉(zhuǎn)矩需要的電流；Id.max為直流電流允許值。

t為0.02 s，在0.1～0.2 pu范圍內(nèi)選取合適的電流偏差量Δiul，根據(jù)脈沖換相階段末TD時刻前饋控制量Cαfw(TD)和初始導通角Cαinit確定前饋控制器參數(shù)Ki：

Ki=(Cαfw(TD)-Cαinit)·ΔT/(Δiul·TD)

(10)

式中：ΔT為換相階段的時間差。

根據(jù)脈沖換相階段末TD時刻前饋控制量Cαfw(TD)和直流電流參考值，以及靜止變頻器整流電路最小控制量Cαmin，確定反饋控制器參數(shù)Kp：

Kp·Iref

(11)

式中：Iref為電流指令值。

3 RTDS仿真驗證

在RTDS(real time digital simulator)中搭建仿真模型，同步發(fā)電機參數(shù)見表1，直流電抗器的電感值為40 mH，輸入三相電相電壓為8 kV，勵磁電流在低速階段恒定為1 000 A，直流電流的參考值為900 A。

表1 同步發(fā)電機參數(shù)

以停機時轉(zhuǎn)子位置為自變量，初始轉(zhuǎn)矩為因變量，兩種初始導通方案的初始轉(zhuǎn)矩比較結(jié)果如圖7所示，由圖7可以看出，初始轉(zhuǎn)矩的變化以60°為周期，以停機轉(zhuǎn)子位置在0°～60°為例，當轉(zhuǎn)子的停機位置在0°～30°時，傳統(tǒng)的初始導通方案和基于雙重分區(qū)的初始導通方案的導通方式相同，因此初始轉(zhuǎn)矩相同，且隨著角度的增加，初始轉(zhuǎn)矩逐漸增大；當轉(zhuǎn)子的停機位置在30°～57°時，基于雙重分區(qū)的初始導通方案的初始轉(zhuǎn)矩比傳統(tǒng)導通方案略??；當轉(zhuǎn)子的停機位置在57°～59°時，傳統(tǒng)導通方案的初始轉(zhuǎn)矩為零，同步電機不能啟動?？紤]轉(zhuǎn)子經(jīng)過初始導通后獲得動能，兩種初始導通方案的轉(zhuǎn)速比較如圖8所示，在50°～59°時，基于雙重分區(qū)的初始導通方案的轉(zhuǎn)速大于傳統(tǒng)初始導通方案的轉(zhuǎn)速。因此，轉(zhuǎn)子的停機位置在0°～49°時應(yīng)采用傳統(tǒng)導通方式，在50°～59°時采用改進導通方式。

圖7 兩種初始導通方案的初始轉(zhuǎn)矩比較

圖8 兩種初始導通方案的轉(zhuǎn)速比較

基于電流單閉環(huán)控制策略的直流電流和轉(zhuǎn)速如圖9所示，從圖中可以看出，隨著轉(zhuǎn)速的上升，電流的上升時間t3增大，直流電流幅值隨著轉(zhuǎn)速的上升而減小，電流在1.9 s后變?yōu)檫B續(xù)，靜止變頻系統(tǒng)切換為高速階段控制，轉(zhuǎn)子在脈沖換相階段加速時間為1.9 s?；趯ń乔梆伜碗娏鏖]環(huán)控制的直流電流和轉(zhuǎn)速如圖10所示，由圖可以看出，直流電流基本維持在參考值900 A附近，驗證了導通角前饋控制可提高直流電流的穩(wěn)定性。比較圖9和圖10可以看出，基于導通角閉環(huán)前饋和電流閉環(huán)控制的直流電流脈沖間隙，即直流電流為零的時間t2更短，發(fā)電機失去驅(qū)動轉(zhuǎn)矩的時間縮短，有利于其轉(zhuǎn)速穩(wěn)定上升。通過比較電流上升到最大值的90%所需時間內(nèi)電流平均的上升速率可以看出，經(jīng)過導通角前饋控制和電流閉環(huán)控制后電流的上升速率加快，0 s、0.4 s、0.8 s、1.2 s和1.6 s時電流閉環(huán)的電流上升速率，傳統(tǒng)的控制策略分別為23.38 A/ms、31.28 A/ms、29.07 A/ms、37.10 A/ms、46.25 A/ms，而導通角前饋控制和電流閉環(huán)控制策略分別為27.93 A/ms、40.50 A/ms、54.00 A/ms、115.71 A/ms、73.64 A/ms。由于直流電流的快速上升并維持穩(wěn)定，使得脈沖換相時間縮短為1.72 s。

圖9 基于電流單閉環(huán)控制策略直流電流和轉(zhuǎn)速

圖10 基于導通角前饋和電流閉環(huán)控制的直流電流和轉(zhuǎn)速

4 結(jié)束語

本文從靜止變頻系統(tǒng)的原理和輸出轉(zhuǎn)矩出發(fā)，提出了一種基于雙重分區(qū)的初始導通方案，該方案保證轉(zhuǎn)子在任何位置都受到正向電磁轉(zhuǎn)矩驅(qū)動，且較傳統(tǒng)的初始導通方案產(chǎn)生的電磁轉(zhuǎn)矩更大。導通角前饋控制和電流閉環(huán)控制換相相結(jié)合的控制策略使控制參數(shù)更具適應(yīng)性，實現(xiàn)了脈沖換相階段電流恢復的快速性并使其維持在一定水平，確保發(fā)電機在該階段升速快速、平穩(wěn)，進而提高靜止變頻啟動設(shè)備的工作可靠性，避免在該階段發(fā)生啟動失敗。