凌亞濤 趙爭鳴 姬世奇

基于主動(dòng)?xùn)艠O驅(qū)動(dòng)的IGBT開關(guān)特性自調(diào)節(jié)控制

凌亞濤 趙爭鳴 姬世奇

（電力系統(tǒng)及發(fā)電設(shè)備安全控制和仿真國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室（清華大學(xué)電機(jī)系） 北京 100084）

常規(guī)驅(qū)動(dòng)（CGD）對(duì)絕緣柵雙極型晶體管（IGBT）開關(guān)特性的控制優(yōu)化程度有限。當(dāng)換流條件改變時(shí)，CGD方法也無法保證器件開關(guān)特性可以保持在最優(yōu)狀況，即缺乏自調(diào)節(jié)能力。學(xué)術(shù)界相應(yīng)地提出主動(dòng)?xùn)艠O驅(qū)動(dòng)（AGD）方法來實(shí)現(xiàn)對(duì)開關(guān)特性的自調(diào)節(jié)控制。但在實(shí)施自調(diào)節(jié)控制時(shí)，會(huì)遇到自調(diào)節(jié)控制穩(wěn)定性、控制精度等方面的問題。該文在之前工作的基礎(chǔ)上開展后續(xù)深入研究，針對(duì)這些問題，從理論上提出自調(diào)節(jié)控制時(shí)的3個(gè)關(guān)鍵設(shè)計(jì)點(diǎn)，并分別進(jìn)行了實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，為AGD方法實(shí)施自調(diào)節(jié)控制提供了指導(dǎo)。該文綜述已有驅(qū)動(dòng)對(duì)IGBT關(guān)斷峰值電壓控制的缺陷，提出一種端電壓峰值采樣電路。將該采樣電路與自調(diào)節(jié)控制結(jié)合，通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了直接控制端電壓峰值的準(zhǔn)確性，為更安全、更低損耗地關(guān)斷IGBT打下了堅(jiān)實(shí)基礎(chǔ)。

IGBT 開關(guān)特性 自調(diào)節(jié)控制 主動(dòng)?xùn)艠O驅(qū)動(dòng) 開通延遲 關(guān)斷端電壓峰值

0 引言

功率半導(dǎo)體器件絕緣柵雙極型晶體管（Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT）自20世紀(jì)80年代誕生之后就獲得了廣泛運(yùn)用[1-4]。因此，對(duì)IGBT的電氣性能進(jìn)行優(yōu)化就顯得很有意義。IGBT斷、通態(tài)電氣性能基本是由器件本體性質(zhì)決定，而其開關(guān)瞬態(tài)電氣特性可以通過外部電路進(jìn)行更大程度的控制與優(yōu)化。文獻(xiàn)[5]對(duì)改善IGBT開關(guān)特性的主要方法作了詳細(xì)歸納與分析，說明了從驅(qū)動(dòng)側(cè)對(duì)IGBT開關(guān)瞬態(tài)過程施加控制具備更顯著的優(yōu)勢，即有可控性高、無需改變主電路且不會(huì)影響器件通態(tài)電流大小等優(yōu)點(diǎn)。

最常用的IGBT驅(qū)動(dòng)就是常規(guī)驅(qū)動(dòng)（Conventional Gate Drive, CGD）方法，但它對(duì)開關(guān)特性的控制和優(yōu)化能力有限[5]，這里以關(guān)斷瞬態(tài)為例。CGD方法不同負(fù)載電流L下的關(guān)斷瞬態(tài)示意圖如圖1所示，圖中，ref為預(yù)設(shè)的端電壓上限，G為驅(qū)動(dòng)電壓，C為IGBT管電流，CE為端電壓，bus為母線電壓，L為負(fù)載電流。端電壓峰值隨著負(fù)載電流L增大而增大。因而在選取驅(qū)動(dòng)電阻時(shí)，需要使最大端電壓峰值（L最大時(shí)）不能超過一定的值（見圖1中的ref），這將造成端電壓峰值在L較小的情況下可能明顯小于預(yù)設(shè)的上限值ref，即絕對(duì)值|dC/d|很低，器件關(guān)斷瞬態(tài)的管電流下降階段的損耗大?？梢?，當(dāng)IGBT換流條件不同時(shí)（如負(fù)載電流L、換流回路雜散電感S不同），驅(qū)動(dòng)器應(yīng)當(dāng)自動(dòng)調(diào)節(jié)驅(qū)動(dòng)量，使得開關(guān)特性始終保持或接近最優(yōu)化。文獻(xiàn)[6]將驅(qū)動(dòng)方法的這種自動(dòng)調(diào)節(jié)能力稱作“自調(diào)節(jié)”控制能力（Self- Regulating Capability, SRC），并提出一種新的數(shù)字驅(qū)動(dòng)方法，即自調(diào)節(jié)電壓源型驅(qū)動(dòng)（Self-Regulating Voltage-Source Drive, SRVSD）方法。如文獻(xiàn)[6]所介紹的，SRVSD方法可以自調(diào)節(jié)地準(zhǔn)確控制開關(guān)時(shí)長和開關(guān)損耗等特性。其中對(duì)于開關(guān)損耗的控制，除了可以降低變換器損耗，還可以用于抑制器件結(jié)溫，從而提高器件壽命[7-8]。

圖1 CGD方法不同負(fù)載電流IL下的關(guān)斷瞬態(tài)示意圖

為了提高驅(qū)動(dòng)方法對(duì)IGBT開關(guān)特性的控制能力，學(xué)術(shù)界和工業(yè)界在IGBT誕生后的40年里提出了大量的主動(dòng)?xùn)艠O驅(qū)動(dòng)（Active Gate Drive, AGD）[2-3, 5-6, 9-22]。這里將這些AGD驅(qū)動(dòng)方法按照是否需要反饋劃分為開環(huán)[9-15]和閉環(huán)[2, 6, 16-22]兩類，并考察它們是否具有自調(diào)節(jié)控制能力。

開環(huán)型驅(qū)動(dòng)方法[9-15]一般只能依靠固定的驅(qū)動(dòng)方式，如采用優(yōu)化的驅(qū)動(dòng)電壓、驅(qū)動(dòng)電路波形來改善開關(guān)行為。由于沒有反饋采樣回路，該類驅(qū)動(dòng)方法多數(shù)時(shí)候無法隨著工況的改變而做出相應(yīng)驅(qū)動(dòng)量的調(diào)整，即一般無法實(shí)現(xiàn)自調(diào)節(jié)控制。

閉環(huán)驅(qū)動(dòng)方法[2, 6, 16-22]有反饋電路，多數(shù)閉環(huán)驅(qū)動(dòng)方法可以判斷IGBT處于開關(guān)瞬態(tài)的具體階段，因而很多具有自調(diào)節(jié)控制能力。文獻(xiàn)[2]提出的閉環(huán)驅(qū)動(dòng)方法，通過直接采樣dC/d和dCE/d，可以對(duì)它們施加精確的控制。文獻(xiàn)[2]有實(shí)現(xiàn)自調(diào)節(jié)控制的潛力，但由于它的參考值是硬件上給定的電位，所以需要增加其他元件才能實(shí)現(xiàn)。文獻(xiàn)[19-20]提出的驅(qū)動(dòng)方法，都能夠在線改變控制參考值，從而靈活地調(diào)節(jié)開關(guān)行為，實(shí)現(xiàn)自調(diào)節(jié)控制。但是這兩種AGD方法都存在無法控制的開關(guān)特性，如文獻(xiàn)[19]的AGD方法無法控制開通瞬態(tài)dCE/d和關(guān)斷瞬態(tài)dC/d。相較而言，文獻(xiàn)[6]提出的SRVSD方法可以實(shí)現(xiàn)開關(guān)瞬態(tài)各階段的自調(diào)節(jié)控制。如文獻(xiàn)[6]所分析的，SRVSD通過特定的通信協(xié)議和一根光纖，可同時(shí)接收開關(guān)信號(hào)和換流工況或控制目標(biāo)值，從而方便地施加自調(diào)節(jié)控制。表1列出了這幾個(gè)高性能閉環(huán)驅(qū)動(dòng)的元器件數(shù)量和成本，包括現(xiàn)場可編程門陣列（Field Programmable Gate Array, FPGA）、模數(shù)轉(zhuǎn)換器（Analog-to-Digital Converter, ADC）和數(shù)模轉(zhuǎn)換器（Digital-to-Analog Converter, DAC）。從表1可知，SRVSD方法的元器件數(shù)量相對(duì)較少，成本更低。

表1 各驅(qū)動(dòng)方法關(guān)鍵元器件數(shù)量比較

Tab.1 Counts of critical components in different AGDs

本文是文獻(xiàn)[6]的后續(xù)深入研究，主要有：

（1）SRVSD方法對(duì)開關(guān)特性施加自調(diào)節(jié)控制時(shí)，怎樣對(duì)驅(qū)動(dòng)電壓限幅來保證器件正常開關(guān)，自調(diào)節(jié)控制的穩(wěn)定性及比例-積分（Proportional- Integral, PI）參數(shù)的整定方法，自調(diào)節(jié)控制主要誤差來源及控制準(zhǔn)確性。這部分工作從理論分析和實(shí)驗(yàn)兩方面進(jìn)行。

（2）提出了一種對(duì)關(guān)斷瞬態(tài)端電壓峰值的精確采樣方式，并進(jìn)行端電壓峰值的自調(diào)節(jié)控制實(shí)驗(yàn) 驗(yàn)證。

1 SRVSD方法的工作原理簡述

圖2為SRVSD方法控制時(shí)基本換流單元器件開關(guān)瞬態(tài)波形示意圖，圖中，S1～S4分別為開通延遲、dC/d、dCE/d和穩(wěn)態(tài)階段，S5～S8分別為關(guān)斷延遲、dCE/d、dC/d和穩(wěn)態(tài)階段，在SRVSD方法控制時(shí)，G為IGBT的驅(qū)動(dòng)電壓，EE、CC分別為通態(tài)驅(qū)動(dòng)電壓和斷態(tài)驅(qū)動(dòng)電壓，CE為端電壓，L、bus分別為負(fù)載電流和母線電壓，rr、os分別為開通瞬態(tài)管電流過沖和關(guān)斷瞬態(tài)端電壓過沖，knee為器件拐點(diǎn)電壓，tail為拖尾電流。

圖2 SRVSD方法控制時(shí)基本換流單元器件開關(guān)瞬態(tài)波形示意圖

如文獻(xiàn)[6]所述，SRVSD方法的基本原理是將硬開關(guān)的開通、關(guān)斷瞬態(tài)各劃分為四個(gè)階段，然后施加不同的驅(qū)動(dòng)電壓以達(dá)到調(diào)節(jié)開關(guān)行為的目的。SRVSD通過一個(gè)DAC產(chǎn)生不同驅(qū)動(dòng)電壓，這里將DAC數(shù)字輸入量記作CODE，那么驅(qū)動(dòng)電壓G為

式中，為DAC位數(shù)；CODE可調(diào)范圍為（0, 2-1）；1、bias分別為相應(yīng)的系數(shù)和偏置電壓。

這里將文獻(xiàn)[6]推得的開關(guān)時(shí)長計(jì)算式，重新寫作如式（2）～式（7）所示，以表征各開關(guān)階段時(shí)長與驅(qū)動(dòng)電壓的關(guān)系，其中按照文獻(xiàn)[6]的標(biāo)記，Sx、GSx分別為S階段的時(shí)長和驅(qū)動(dòng)電壓；gon、goff分別為開通和關(guān)斷驅(qū)動(dòng)電阻；th、ml分別為閾值電壓和米勒電平；m為跨導(dǎo)；ies、gcL分別為柵極輸入總寄生電容和高端電壓時(shí)的米勒電容；DCE為S2階段CE跌落值。

此處給出CE過沖os為

2 SRVSD方法的自調(diào)節(jié)控制

SRVSD方法實(shí)現(xiàn)自調(diào)節(jié)控制的基本方式是：在每個(gè)開關(guān)瞬態(tài)根據(jù)驅(qū)動(dòng)器上的反饋采樣回路，實(shí)時(shí)獲取開關(guān)特性量，將其與參考值比較后，通過比例-積分調(diào)節(jié)器（Proportional-Integral Regulator, PIR）產(chǎn)生下一個(gè)開關(guān)瞬態(tài)的DAC數(shù)字輸入量，從而產(chǎn)生相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)電壓，最終在幾個(gè)脈沖內(nèi)將開關(guān)特性控制到目標(biāo)值。

2.1 SRVSD方法自調(diào)節(jié)控制的控制策略

為了方便下文的討論，以開通延遲S1為例，簡要介紹自調(diào)節(jié)控制的控制策略。

第個(gè)開通瞬態(tài)之前，F(xiàn)PGA對(duì)S1階段的計(jì)數(shù)器清零。當(dāng)FSM（Main）識(shí)別出S1階段時(shí)，則對(duì)其計(jì)時(shí)。將計(jì)數(shù)值S1,i與參考值S1,ref作差，得到第個(gè)S1時(shí)長誤差S1,i，即

在開關(guān)信號(hào)的下降沿，對(duì)下一個(gè)開通瞬態(tài)的值reg,i+1、reg,i+1進(jìn)行鎖存，得出

式中，P、I分別為PI調(diào)節(jié)器的比例、積分系數(shù)。

在鎖存比例、積分分量reg和reg后，通過組合邏輯計(jì)算出下一個(gè)S1階段DAC輸入量，即CODE+1表示為

式中，CODEINI為初始的DAC輸入量，決定了第一個(gè)開通瞬態(tài)S1階段的驅(qū)動(dòng)電壓。

2.2 SRVSD方法關(guān)鍵設(shè)計(jì)點(diǎn)的理論分析

在第4節(jié)研究IGBT端電壓峰值自調(diào)節(jié)控制前，需要先對(duì)SRVSD方法實(shí)現(xiàn)自調(diào)節(jié)控制時(shí)，在驅(qū)動(dòng)電壓限幅、控制穩(wěn)定性、控制精度等問題上作理論分析。

2.2.1 各階段對(duì)驅(qū)動(dòng)電壓限幅的理論研究

根據(jù)式（2）～式（7），為了使IGBT正常工作，各個(gè)階段驅(qū)動(dòng)電壓都需要保持在一定范圍，如式（13）～式（18）所示?？梢愿鶕?jù)式（1），將式（13）～式（18）給出的上、下限轉(zhuǎn)換為DAC數(shù)字量CODE的上、下限，從而對(duì)式（12）的計(jì)算結(jié)果限幅。

這里以式（15）為例對(duì)驅(qū)動(dòng)電壓限幅原則進(jìn)行說明。S3為開通瞬態(tài)端電壓下降階段，此時(shí)柵極電壓維持在米勒電平ml，柵極電流全部流向米勒電容gc，因此驅(qū)動(dòng)電壓G,S3總是大于ml。在第3節(jié)中會(huì)展示實(shí)驗(yàn)中遇到的G,S7過小引發(fā)的器件故障。

2.2.2 自調(diào)節(jié)控制穩(wěn)定性及PI參數(shù)整定方法研究

由上文分析，SRVSD方法依靠PI調(diào)節(jié)器，對(duì)各開關(guān)特性施加自調(diào)節(jié)控制。本文提出一種高效的PI參數(shù)整定方法，采用的是理論計(jì)算與手動(dòng)調(diào)試相結(jié)合的方式。

一般地，希望PI參數(shù)P、I盡可能大，因?yàn)檩^大的P、I可以使受控對(duì)象快速達(dá)到目標(biāo)值。但是P、I也不能太大，否則會(huì)導(dǎo)致控制量飽和，以及控制變量出現(xiàn)較大的過沖或振蕩。這里提出的理論計(jì)算方法就是為了獲得P、I的上限值，而手動(dòng)調(diào)試就是從該上限值開始往更小值進(jìn)行調(diào)試，一般可以迅速找到使得控制穩(wěn)定的較大的P、I。下面以S1為例，說明理論計(jì)算PI參數(shù)上限值的方法。

這里假設(shè)在第一個(gè)有效開通脈沖時(shí)，S1階段的驅(qū)動(dòng)電壓G,S1=CC，由于施加的初始G,S1是最大值，因此式（9）中初始計(jì)數(shù)值S1,1最小。那么在S1的控制效果較好時(shí)（快速達(dá)到目標(biāo)值，且過沖、振蕩小），可以認(rèn)為初始的負(fù)值誤差S1,1是絕對(duì)值最大的誤差。根據(jù)2.1節(jié)介紹的控制策略，可根據(jù)式（10）～式（12），用S1,1計(jì)算得出第2個(gè)開通瞬態(tài)S1階段的reg,2、reg,2，進(jìn)而計(jì)算出CODE2。由于S1,1、reg,2、reg,2為負(fù)值，因此如式（13）所示，CODE2對(duì)應(yīng)的驅(qū)動(dòng)電壓應(yīng)大于th。由式（9）～式（13），經(jīng)過簡單的計(jì)算可以得到如式（19）所示的PI參數(shù)上限值，其中CODE（G=CC）和CODE（G=th）為分別使得驅(qū)動(dòng)電壓等于CC和th的DAC數(shù)字輸入量。

控制穩(wěn)定性及PI參數(shù)整定過程將在第3節(jié)中進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

2.2.3 DAC分辨率對(duì)控制精度影響的理論分析

根據(jù)式（1），由于DAC只能輸出特定電平，相應(yīng)地，SRVSD方法也只能產(chǎn)生分立的驅(qū)動(dòng)電壓值。分立的驅(qū)動(dòng)電壓只能產(chǎn)生特定的開關(guān)行為，于是對(duì)開關(guān)特性施加自調(diào)節(jié)控制，就會(huì)不可避免地產(chǎn)生誤差。且根據(jù)式（1），DAC的分辨率（位數(shù)）越高，那么SRVSD方法可產(chǎn)生的驅(qū)動(dòng)電平也越多，分辨率也更高。

這里以S1為例，從理論上推導(dǎo)由于驅(qū)動(dòng)電壓分立所導(dǎo)致的S1最大相對(duì)誤差的表達(dá)式。

SRVSD方法分立驅(qū)動(dòng)電壓引起S1控制誤差的計(jì)算示意圖如圖3所示，橫坐標(biāo)表示驅(qū)動(dòng)電壓，G,H、G,L分別為G,S1的上、下限。假設(shè)1、2為SRVSD輸出的兩個(gè)相鄰驅(qū)動(dòng)電壓值，2-1為驅(qū)動(dòng)電壓分辨率，且1、2分別產(chǎn)生了開通延遲1、2。這里認(rèn)為目標(biāo)時(shí)長ref落在2、1之間，那么在自調(diào)節(jié)控制下，驅(qū)動(dòng)電壓將會(huì)在1、2切換，實(shí)際S1相應(yīng)地會(huì)在2、1之間切換。據(jù)此，可以通過式（20）得出S1在參考值ref下最大相對(duì)誤差。從圖3和式（20）可以看到，DAC位數(shù)越高，則G分辨率越高，1、2就會(huì)跟ref更接近，相對(duì)誤差也會(huì)降低。

這里可以計(jì)算出使用不同分辨率（不同位數(shù)）DAC時(shí)，不同S1參考值下的相對(duì)誤差。將Infineon的IGBT模塊FF1400R12IP4的驅(qū)動(dòng)參數(shù)以及各DAC分辨率下所有驅(qū)動(dòng)電壓值代入式（2）和式（20），可以計(jì)算得到各S1下的相對(duì)誤差，SRVSD方法在不同DAC分辨率下S1控制相對(duì)誤差計(jì)算結(jié)果如圖4所示。可以看到，DAC分辨率越高，控制誤差會(huì)明顯降低。圖4的結(jié)果可以作為SRVSD方法控制精度的參考。下文中會(huì)對(duì)不同DAC分辨率下的S1控制精度作實(shí)驗(yàn)比較。

圖4 SRVSD方法不同DAC分辨率下TS1控制相對(duì)誤差計(jì)算結(jié)果

3 關(guān)鍵設(shè)計(jì)點(diǎn)及開關(guān)時(shí)長的自調(diào)節(jié)控制實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

本節(jié)先對(duì)第2節(jié)理論分析的關(guān)鍵設(shè)計(jì)點(diǎn)的必要性進(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，然后以開通延遲為例，說明SRVSD方法的自調(diào)節(jié)控制能力。

3.1 自調(diào)節(jié)控制關(guān)鍵設(shè)計(jì)點(diǎn)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1.1 各階段對(duì)驅(qū)動(dòng)電壓限幅必要性的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

SRVSD方法下由于G,S3過小引起器件失效全過程實(shí)驗(yàn)波形如圖5所示，圖5中，沒有對(duì)G,S3進(jìn)行限幅，而在自調(diào)節(jié)控制實(shí)驗(yàn)時(shí)G,S3取值過小，導(dǎo)致器件過熱損壞。所用器件是Infineon的1 200V/300A IGBT模塊FF300R12ME4。圖5中，STATE為FPGA輸出的表示器件當(dāng)前狀態(tài)的標(biāo)志位，在S3、S4、S8階段，STATE分別為1、0、1。下面分析圖5中器件出現(xiàn)非正常開關(guān)動(dòng)作到最終完全失控?fù)p壞的過程。

圖5 SRVSD方法下由于vG,S3過小引起器件失效全過程實(shí)驗(yàn)波形

SC1～SC2：SC1時(shí)刻器件已經(jīng)從S2切換至S3，可以看到管電流為400A，明顯大于器件的額定電流，因此S3階段gi=ml應(yīng)該較大。但是G,S3=10.5V較小，使得SC1～SC2之間CE幾乎沒有下降。這段時(shí)間IGBT承受600V母線電壓和400A負(fù)載電流，功耗很大。這段時(shí)間持續(xù)了280ms左右，在高電壓和大電流下，器件內(nèi)部會(huì)產(chǎn)生大量的熱，最終在SC2時(shí)刻開始發(fā)生故障。

SC2～SC3：SC2時(shí)刻開始，器件發(fā)生短路故障，CE迅速下降。由于開通管CE下降，換流的二極管端電壓開始承壓，C=L輕微上升。當(dāng)CE下降至10%bus時(shí)，狀態(tài)機(jī)從S3切換至通態(tài)階段S4。

SC3時(shí)刻附近：狀態(tài)機(jī)到通態(tài)S4階段后，此時(shí)開關(guān)指令已經(jīng)關(guān)斷，S4階段持續(xù)了一個(gè)工作時(shí)鐘后迅速切換至斷態(tài)S8。相應(yīng)地，從圖5可以看到，SC3附近驅(qū)動(dòng)電壓上升后又突然下降至EE。主器件開始關(guān)斷，端電壓迅速上升到母線電壓bus，對(duì)二極管正向恢復(fù)續(xù)流。與正常的關(guān)斷行為不同，SC3時(shí)刻后，由于器件已經(jīng)損壞，無法完全關(guān)斷，C仍然維持在200A左右。

SC3之后：這段時(shí)間器件仍處在高電壓和大電流下，于是在SC4時(shí)刻發(fā)生徹底短路損壞。從SC4時(shí)刻開始，器件短路，兩端電阻幾乎為0，CE迅速下降，柵極對(duì)器件徹底失去控制。SC4之后，C=L在母線電壓充電下繼續(xù)增大。C持續(xù)增大，器件內(nèi)部的鍵合線最終斷開，徹底斷路損壞。

SRVSD方法下G,S3過小引起器件失效照片如圖6所示，可以看到，開通主管（下管）損壞，而上管沒有明顯損壞。

圖6 SRVSD方法下vG,S3過小引起器件失效照片

從本節(jié)的實(shí)驗(yàn)結(jié)果和分析可以看到，對(duì)SRVSD方法在開關(guān)各階段的驅(qū)動(dòng)電壓進(jìn)行限幅是必要的，否則器件可能無法正常地完成開關(guān)動(dòng)作。圖6正是在實(shí)驗(yàn)中對(duì)驅(qū)動(dòng)電壓限幅不合適時(shí)，發(fā)生器件故障和損壞的情況。在實(shí)際設(shè)計(jì)中，為了確保器件和裝置的安全，還可以同時(shí)采取一些其他保護(hù)措施，如設(shè)置一個(gè)時(shí)長上限閾值，對(duì)S1～S3、S5～S7各階段計(jì)時(shí)，當(dāng)某一階段時(shí)間達(dá)到閾值時(shí)，就立刻關(guān)斷器件。

3.1.2 控制穩(wěn)定性即PI參數(shù)整定過程的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

本節(jié)仍然用FF300R12ME4作為開關(guān)器件，以S1的自調(diào)節(jié)控制為例，用實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證2.2.2節(jié)中PI整定方法。S1自調(diào)節(jié)控制時(shí)PI參數(shù)整定實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)如圖7所示。

首先，P、I的上限值可由式（19）計(jì)算得出。其中驅(qū)動(dòng)電壓等于CC，th時(shí)各自對(duì)應(yīng)的CODE可由式（1）計(jì)算得出，相差242。對(duì)開關(guān)時(shí)長計(jì)數(shù)的時(shí)鐘頻率為100MHz，第一個(gè)S1階段施加G,S1=CC產(chǎn)生了250ns的開通延遲，S1,1=25。S1時(shí)長參考值S1,ref=380ns，對(duì)應(yīng)的S1,ref=38。將這些量代入式（19）可得

這里從該上限值開始，逐步以減小的趨勢進(jìn)行手動(dòng)調(diào)試。先取P=3.6，I=15，這組參數(shù)達(dá)到了式（21）中的上限，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖7a所示，可以看到，G,S1和S1在每次自調(diào)節(jié)后都存在嚴(yán)重的振蕩。將PI參數(shù)適當(dāng)降低至P=1.5,I=13，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖7b所示，可以看到，S1經(jīng)過一個(gè)周期就達(dá)到了與目標(biāo)值大致誤差為5%的數(shù)值，之后也一直是穩(wěn)定的。如圖7c、圖7d所示，將PI參數(shù)進(jìn)一步降低，時(shí)長的控制都是穩(wěn)定的，但是響應(yīng)速度進(jìn)一步降低，需要經(jīng)過更多的周期才能達(dá)到目標(biāo)值。

圖7 TS1自調(diào)節(jié)控制時(shí)PI參數(shù)整定實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)

這一部分的實(shí)驗(yàn)對(duì)2.2.2節(jié)中關(guān)于開關(guān)時(shí)長自調(diào)節(jié)控制的穩(wěn)定性分析和PI參數(shù)整定方法進(jìn)行了驗(yàn)證，可以看到，所提的整定方法可以幫助迅速找到盡可能大的合適PI參數(shù)。提出的PI參數(shù)整定方法也適用于其他數(shù)字型閉環(huán)驅(qū)動(dòng)器。

3.1.3 DAC分辨率對(duì)控制精度影響的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

這里以S1為例，根據(jù)2.2.3節(jié)的理論分析，就不同DAC分辨率對(duì)自調(diào)節(jié)控制精度的影響作實(shí)驗(yàn)比較。

在考慮了驅(qū)動(dòng)電壓限幅和控制穩(wěn)定性的情況下，得到了6位和10位DAC時(shí)的控制實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)，S1自調(diào)節(jié)控制精度實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)如圖8所示。S1參考值為460ns，從圖8a可見，6位DAC時(shí)控制是穩(wěn)定的，但是由于分辨率較低，最終S1只能圍繞著參考值上下浮動(dòng)，而與其總是存在著超過10%的誤差。相較而言，從圖8b可以看到，10位DAC控制時(shí)穩(wěn)定，且最終的誤差不超過0.1%。

該實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了2.2.3節(jié)中關(guān)于DAC分辨率越高，控制精度越高的理論分析與計(jì)算。

3.2 開關(guān)時(shí)長的自調(diào)節(jié)控制實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

本節(jié)以開通瞬態(tài)時(shí)長為例，在不同負(fù)載電流下，用實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證SRVSD方法對(duì)開關(guān)特性的自調(diào)節(jié)控制能力，實(shí)驗(yàn)所用器件為FF1400R12IP4。

圖8 TS1自調(diào)節(jié)控制精度實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)

在滿足上文關(guān)鍵設(shè)計(jì)點(diǎn)的基礎(chǔ)上，對(duì)開通瞬態(tài)各階段的目標(biāo)值設(shè)置為：負(fù)載電流為400A（S1,ref,S2,ref,S3,ref）=（600ns, 200ns, 500ns），600A（S1,ref,S2,ref,S3,ref）=（600ns, 300ns, 500ns），800A（S1,ref,S2,ref,S3,ref）=（600ns, 400ns, 500ns）。在各負(fù)載電流下作連續(xù)脈沖實(shí)驗(yàn)，初始脈沖開通瞬態(tài)各階段驅(qū)動(dòng)電壓都是CC，圖9給出了S1、S3在各負(fù)載電流下，在自調(diào)節(jié)控制下各開通瞬態(tài)的數(shù)據(jù)。從圖9可見，SRVSD方法可以在不同負(fù)載電流下，準(zhǔn)確、穩(wěn)定地通過控制驅(qū)動(dòng)電壓來實(shí)現(xiàn)相同的參考開關(guān)特性。SRVSD方法具有自調(diào)節(jié)控制能力，在換流條件改變時(shí)，也可最大限度實(shí)現(xiàn)或接近目標(biāo)特性。

圖10給出了在圖9中控制達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)不同負(fù)載電流的開通波形，可以看到，開通延遲總是相同的。由于S1與負(fù)載電流成正比，因此各L下S2階段的dC/d和端電壓跌落值DCE都相同。因?yàn)镾3、DCE、bus是相同的，因此各負(fù)載電流下dCE/d也保持一致。

圖9 不同負(fù)載電流下TS1、TS3自調(diào)節(jié)控制實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)

圖10 不同負(fù)載電流下控制達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)實(shí)驗(yàn)波形

4 IGBT關(guān)斷瞬態(tài)端電壓峰值自調(diào)節(jié)控制

4.1 端電壓峰值自調(diào)節(jié)控制的研究背景

如圖2b所示，IGBT的關(guān)斷瞬態(tài)端電壓峰值CE,PK可以表示為

如果CE,PK過大，器件可能會(huì)發(fā)生擊穿損壞。一般地，CGD方法選擇足夠大的關(guān)斷驅(qū)動(dòng)電阻值goff使得最大負(fù)載電流L下，CE,PK處在預(yù)設(shè)上限值（見圖1中的ref）。在這個(gè)goff下，當(dāng)L更小時(shí)，CE,PK會(huì)更低，保證了器件安全關(guān)斷。但是更低的CE,PK就意味著C下降速度更慢，而選用較大的goff也會(huì)使得S5階段柵極放電變慢，S6階段CE上升變緩，這些都會(huì)導(dǎo)致關(guān)斷延遲和損耗增大。

此外，還有一些學(xué)者提出了對(duì)CE,PK進(jìn)行抑制或控制的措施。文獻(xiàn)[20]提出的過電壓保護(hù)電路，不影響主動(dòng)?xùn)艠O驅(qū)動(dòng)方法對(duì)關(guān)斷延遲、關(guān)斷損耗的改善。該過電壓保護(hù)電路，將采樣得到的os經(jīng)過運(yùn)算放大器輸出一個(gè)控制量，再經(jīng)電流源向柵極注入額外電流，從而減緩S7階段C下降速度。但是控制減緩后的C下降速度，仍然會(huì)使CE,PK超過設(shè)置的參考值，這一點(diǎn)可以從文獻(xiàn)[20]中給出的實(shí)驗(yàn)波形中看到。因?yàn)樵谖墨I(xiàn)[20]給出的過電壓抑制波形中，在CE過沖時(shí)，額外注入的柵極電流始終存在。

文獻(xiàn)[22]提出一種AGD方法，通過在S6、S7階段施加較大關(guān)斷驅(qū)動(dòng)電阻值goff來抑制CE,PK。文獻(xiàn)[22]的AGD方法，可以在一定程度上對(duì)CE,PK起到抑制作用，但是當(dāng)換流條件（負(fù)載電流L、換流回路雜散電感S等）改變時(shí)，該方法無法對(duì)IGBT的端電壓尖峰進(jìn)行準(zhǔn)確控制。

為了保證IGBT安全、低損耗關(guān)斷，這里提出一種直接精確控制IGBT關(guān)斷瞬態(tài)端電壓峰值的思路。用較小的驅(qū)動(dòng)電阻goff，縮短S5、S6階段，從而獲得低關(guān)斷延遲和損耗。同時(shí)對(duì)CE,PK進(jìn)行直接采樣，將采樣值與參考值比較，二者的誤差經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器的計(jì)算，獲得下一個(gè)關(guān)斷瞬態(tài)的G,S7，最終達(dá)到準(zhǔn)確控制關(guān)斷瞬態(tài)C下降速度的目的。在這樣的控制下，各負(fù)載電流下CE,PK都不超過預(yù)設(shè)上限r(nóng)ef，并在較寬范圍的L下，CE,PK可以達(dá)到ref。這有助于縮短S7階段時(shí)長，從而降低關(guān)斷損耗。具體實(shí)施時(shí)，為防止剛開始端電壓峰值超過ref，可以在初始的S7階段施加較高的G,S7，然后通過SRVSD方法的自調(diào)節(jié)控制，將CE,PK調(diào)整到盡可能接近ref的水平。

4.2 端電壓峰值采樣方法

為了實(shí)現(xiàn)關(guān)斷瞬態(tài)端電壓峰值的自調(diào)節(jié)控制，需要對(duì)端電壓峰值進(jìn)行直接和準(zhǔn)確的采樣。這里提出了一種對(duì)峰值電壓進(jìn)行采樣和數(shù)字化的方法，其原理如圖11所示。

圖11分為兩部分，前級(jí)用于端電壓分壓以及CE,PK采樣。前級(jí)輸出的峰值量smp,PK與CE,PK的關(guān)系為

式中，kV為端電壓分壓比，這里取為1/223。由式（23）可見，采樣到vsmp,PK后，就可以推出vCE,PK。圖11前級(jí)電路中VD2用于vCE從峰值跌落后，保持OP1運(yùn)放工作在負(fù)反饋的單位增益狀態(tài)，加速OP1響應(yīng)；SW1用于斷開前對(duì)電容C保存的峰值進(jìn)行復(fù)位；在前級(jí)輸出穩(wěn)定后，后級(jí)斷開SW2從而實(shí)現(xiàn)RPK、CPK串聯(lián)電路零狀態(tài)充電，當(dāng)CPK達(dá)到vsmp,PK時(shí)比較器輸出會(huì)有上升沿。FPGA讀取CPK充電時(shí)長TPK,i，就可以根據(jù)參數(shù)VD、RPK、CPK推算出vsmp,PK。

只需要FPGA的兩個(gè)引腳（控制SW2，讀比較器OP輸出），后級(jí)電路即可完成對(duì)CE,PK的數(shù)字化，比直接用ADC占用更少的資源。由于只需要在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)完成對(duì)smp,PK的數(shù)字化，因此這里的開關(guān)SW2和比較器CP可以不用高速器件，而采用通用器件以降低驅(qū)動(dòng)器成本。SW2和CP的總延遲dly可以在smp,PK=0V時(shí)離線測得，而在實(shí)際計(jì)算smp,PK時(shí)將該延遲減去即可，于是有

圖12所示為關(guān)斷瞬態(tài)端電壓峰值采樣的控制時(shí)序?？梢钥吹?，圖11中的CPK在VPWM上升沿之后進(jìn)行復(fù)位，然后等到VPWM下降沿Td之后，輸出vsmp,PK穩(wěn)定后進(jìn)行零狀態(tài)充電。FPGA從CPK開始充電時(shí)啟動(dòng)計(jì)時(shí)，當(dāng)CPK充電達(dá)到vsmp,PK時(shí)結(jié)束計(jì)時(shí)。在實(shí)際工作時(shí)，可以在FPGA中存一個(gè)查找表，在每個(gè)關(guān)斷瞬態(tài)測得CPK充電時(shí)間TPK,i后，就可以用線性插值方便地求得vCE,PK的數(shù)值。

4.3 端電壓峰值自調(diào)節(jié)控制實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

本節(jié)先通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證圖11所示電路對(duì)CE,PK采樣的準(zhǔn)確性，然后給出在不同的換流回路雜散電感S下，驗(yàn)證SRVSD方法對(duì)CE,PK控制的實(shí)驗(yàn)效果。本節(jié)實(shí)驗(yàn)對(duì)象是FF300R12ME4模塊。

4.3.1 對(duì)峰值電壓檢測準(zhǔn)確性的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

圖13給出了SRVSD驅(qū)動(dòng)板PCB照片，標(biāo)識(shí)了驅(qū)動(dòng)電壓產(chǎn)生電路，C、CE反饋電路，CE,PK檢測電路和FPGA連接端。

圖13 SRVSD驅(qū)動(dòng)板PCB照片

根據(jù)4.2節(jié)的分析，先測得了采樣回路延遲（包括開關(guān)SW2延遲、比較器延遲）為120ns。

端電壓峰值采樣實(shí)驗(yàn)波形如圖14所示，測試了CE,PK的采樣精度?？梢钥吹剑瑂mp,PK=+2.89V與測得的CE分壓后的峰值為+2.872V基本相同，即圖11中前級(jí)的峰值電壓采樣電路準(zhǔn)確性很高。接著考察對(duì)該峰值進(jìn)行數(shù)字化的準(zhǔn)確性。注意到直接測得的PK充電時(shí)長1 050ns，減去延遲的120ns，可知實(shí)際的PK充電時(shí)長為930ns。將該充電時(shí)長與參數(shù)（D,PK,PK）=（5V, 5kW, 220pF）代入式（24）獲得SRVSD方法采樣所得端電壓峰值的分壓結(jié)果，該值與圖14中真實(shí)的+2.872V的誤差為0.6%，該精度可以接受。

4.3.2 對(duì)端電壓峰值自調(diào)節(jié)控制的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

這里控制CE,PK的目標(biāo)值為ref=900V，負(fù)載電流在200A左右，驅(qū)動(dòng)電阻值為goff=4W。這里在層疊母排上預(yù)留了接口，可以串入銅排（雜散電感約60nH）以改變換流回路雜散電感S。這里在接入和不接入銅排的兩種情況下，分別測試CGD和SRVSD驅(qū)動(dòng)下關(guān)斷瞬態(tài)CE,PK的大小。注意在SRVSD方法對(duì)CE,PK施加自調(diào)節(jié)控制時(shí)，滿足了2.2節(jié)列出的關(guān)鍵設(shè)計(jì)點(diǎn)。

圖14 端電壓峰值采樣實(shí)驗(yàn)波形

圖15是S較小時(shí)，600V/200A下，CGD和SRVSD方法對(duì)CE,PK自調(diào)節(jié)控制的關(guān)斷瞬態(tài)實(shí)驗(yàn)波形對(duì)比。根據(jù)圖15a，CGD方法下，從第1個(gè)到第10個(gè)關(guān)斷瞬態(tài)，端電壓峰值CE,PK隨著負(fù)載電流的增大而增大。由于S較小，在負(fù)載電流最大的第10個(gè)關(guān)斷瞬態(tài)施加G,S7=EE也只產(chǎn)生峰值CE,PK= 885V＜900V。

在圖15b中，如4.1節(jié)最后一段所述，SRVSD方法在對(duì)CE,PK施加自調(diào)節(jié)控制時(shí)，可以在初始的S7階段施加較高的驅(qū)動(dòng)電壓，確保初始的關(guān)斷電壓峰值低于ref，這里取初始G,S7=-1V。第1個(gè)關(guān)斷瞬態(tài)CE,PK=730V，遠(yuǎn)低于ref。如圖15b所示，在自調(diào)節(jié)控制下，為了加快管電流下降速度使CE,PK盡量接近ref，第2個(gè)關(guān)斷瞬態(tài)G,S7幾乎降低到EE的水平，而此時(shí)端電壓峰值仍然比ref小。此后由于S很小，CE,PK始終低于ref，則G,S7一直保持EE不變。

接入銅排后，在較大S下，關(guān)斷瞬態(tài)實(shí)驗(yàn)波形如圖16所示。從圖16a可見，在使用CGD方法時(shí)，由于S較大且沒有對(duì)CE,PK的控制，當(dāng)負(fù)載電流增大到第10個(gè)關(guān)斷脈沖時(shí)，CE,PK達(dá)到了940V，已經(jīng)超過預(yù)設(shè)的ref=900V限制。

在圖16b中，SRVSD方法在初始的S7階段，仍然施加較高的-1V驅(qū)動(dòng)電壓。當(dāng)檢測到CE,PK遠(yuǎn)小于ref時(shí)，在SRVSD的自調(diào)節(jié)控制下，降低了第2個(gè)G,S7以加速C下降，G,S7降低的趨勢一直持續(xù)到第6個(gè)關(guān)斷瞬態(tài)。此后由于負(fù)載電流增大，為了使得CE,PK不大于且盡可能靠近ref，SRVSD將調(diào)節(jié)G,S7不斷增大。注意到，在第10個(gè)關(guān)斷瞬態(tài)時(shí)，G,S7已經(jīng)達(dá)到+3V，這樣將CGD下940V的端電壓峰值控制到了目標(biāo)值ref附近。

圖15b和圖16b中，G,S5=G,S6保持在最低的EE以獲得最小的關(guān)斷延遲和損耗。

4.3.3 小結(jié)

第4節(jié)介紹了SRVSD實(shí)現(xiàn)端電壓峰值自調(diào)節(jié)控制的方法，包括峰值采樣方法、控制策略。最后在不同換流條件下（不同S值）通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了峰值控制的準(zhǔn)確性與有效性，其中當(dāng)峰值CE,PK小于目標(biāo)值ref時(shí)，為了降低損耗，SRVSD會(huì)降低G,S7以加快關(guān)斷瞬態(tài)C下降速度；當(dāng)L增大時(shí)，SRVSD又會(huì)及時(shí)地增大G,S7以減緩C下降速度，保證CE.PK基本等于ref。

相對(duì)于CGD方法，在峰值電壓自調(diào)節(jié)控制下，SRVSD方法可以采用更低的驅(qū)動(dòng)電阻值goff，使得CE,PK始終不超過ref，且在更寬的負(fù)載電流范圍內(nèi)達(dá)到ref，這樣可以顯著降低S7階段的損耗。同時(shí)，更小的goff可以幫助SRVSD方法獲得更小的關(guān)斷延遲和更快的CE上升速度，后者也帶來了更低的關(guān)斷損耗。

5 結(jié)論

本文主要完成了關(guān)于數(shù)字主動(dòng)驅(qū)動(dòng)SRVSD方法自調(diào)節(jié)控制能力的后續(xù)深入研究，突出了SRVSD方法在實(shí)現(xiàn)自調(diào)節(jié)控制時(shí)的一些關(guān)鍵設(shè)計(jì)點(diǎn)：開關(guān)瞬態(tài)各階段驅(qū)動(dòng)電壓限幅，自調(diào)節(jié)控制穩(wěn)定性及PI參數(shù)整定方法，自調(diào)節(jié)控制精度。本文對(duì)這些關(guān)鍵點(diǎn)逐一做了理論分析、計(jì)算和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，這些研究不僅為SRVSD方法的實(shí)際工程應(yīng)用提供良好的理論基礎(chǔ)，提出的PI整定方法和控制精度分析方法，同樣也可以指導(dǎo)其他數(shù)字型閉環(huán)驅(qū)動(dòng)方法的控制參數(shù)整定和控制精度分析。在此分析基礎(chǔ)上，SRVSD方法適用于各種容量的IGBT器件。

本文第4節(jié)提出了一種對(duì)關(guān)斷瞬態(tài)端電壓峰值精確采樣的方法。在不同換流回路雜散電感S下，用實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了CE,PK采樣和自調(diào)節(jié)控制的效果?？刂茖?shí)驗(yàn)的同時(shí)與CGD方法作了比較，證明了SRVSD方法準(zhǔn)確控制CE,PK的能力。如4.3.3節(jié)總結(jié)的，通過對(duì)CE,PK的自調(diào)節(jié)控制，SRVSD方法可以在更低的驅(qū)動(dòng)電阻值goff下獲得與CGD方法相同的關(guān)斷瞬態(tài)端電壓峰值CE,PK的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)更低的關(guān)斷延遲和損耗。同時(shí)，對(duì)CE,PK施加自調(diào)節(jié)控制，可以省去CGD方法下調(diào)試驅(qū)動(dòng)電阻的步驟。

SRVSD方法的自調(diào)節(jié)控制能力，增強(qiáng)了驅(qū)動(dòng)方法的適應(yīng)性，可以在不同的換流條件下，最大限度實(shí)現(xiàn)開關(guān)特性的優(yōu)化。

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Self-Regulating Control of IGBT Switching Characteristics with Active Gate Drive

（State Key Laboratory of Control and Simulation of Power Systems and Generation Equipment Department of Electrical Engineering Tsinghua University Beijing 100084 China）

The widely used conventional gate drive (CGD) has limited effects as to the control and optimization of switching characteristics of insulated gate bipolar transistors (IGBTs). Besides, when the switching conditions change, CGD cannot keep the device characteristics in an optimal state, i.e., it lacks self-regulating ability. Numerous active gate drive (AGD) methods have been developed to realize the self-regulating control. However, problems such as control stability and control accuracy will occur when applying this control. In this paper, to solve these problems, three key design points regarding the self-regulating control are proposed and verified by experiments, which provides a reference for AGD methods to achieve self-regulating control. This paper summarizes the control of IGBT turn-off peak voltage and proposes a novel circuit for precise sensing of IGBT collector-emitter peak voltage. It is shown that by combining the peak sensing circuit and self-regulating control, the peak voltage can be regulated with high accuracy, laying a solid foundation for safe and low-loss turn off for power semiconductors.

IGBT, switching characteristics, self-regulating control, active gate drive, turn-on delay, turn-off voltage peak

TM315

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.210102

國家自然科學(xué)基金委員會(huì)—中國國家鐵路集團(tuán)有限公司高速鐵路基礎(chǔ)研究聯(lián)合基金資助項(xiàng)目（U2034201）。

2021-01-19

2021-03-04

凌亞濤 男，1992年生，博士研究生，研究方向?yàn)镮GBT和SiC MOSFET主動(dòng)?xùn)艠O驅(qū)動(dòng)、PWM變換器控制和電力電子仿真算法。E-mail: 1546517440@qq.com

趙爭鳴 男，1959年生，教授，博士生導(dǎo)師，主要研究方向?yàn)榇笕萘侩娏﹄娮幼儞Q系統(tǒng)、光伏發(fā)電、電機(jī)控制和無線電能傳輸?shù)?。E-mail: zhaozm@tsinghua.edu.cn（通信作者）

（編輯 陳 誠）