崔恒斌，任海軍，周 濤

（1.成都運達科技股份有限公司，成都 611731；2.西南交通大學(xué)電氣工程學(xué)院，成都 611756）

多電平變換器因其電壓應(yīng)力小、輸出容量大、諧波含量低等優(yōu)點，在大功率場合得到了廣泛的應(yīng)用，如車載電力電子變壓器、高壓直流輸電、列車輔助供電系統(tǒng)等[1-4]。而由于負載的暫態(tài)變化或不平衡電流，以及輸入側(cè)的支撐電容與直流母線電壓之間的功率交換將會導(dǎo)致支撐電容電壓的不均衡，給變換器的正常運行帶來嚴重的威脅[5]。

目前，針對均壓策略的研究主要分為兩大類：一類是調(diào)制算法均壓，另一類是硬件電路均壓。文獻[6]針對三電平半橋DC-DC 變換器中點電位偏移的問題進行了詳細分析，支撐電容充放電時間的不一致性將直接導(dǎo)致兩支撐電容電壓的不均衡；文獻[7]中利用空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM（space vector pulse width modulation）策略實現(xiàn)變換器在冗余矢量選擇時，在避免端口電壓越級跳變的前提下，將當(dāng)前的空間矢量切換過渡到均壓能力最強的空間矢量，但該方法較為復(fù)雜，且計算量較大；文獻[8]提出結(jié)合載波移相調(diào)制策略與基于零序電壓注入的中點電壓平衡的控制策略?；谡{(diào)制算法的均壓策略是在基本的調(diào)制策略基礎(chǔ)上對開關(guān)信號進行約束，而基于硬件電路的均壓策略是通過增加獨立的硬件電路對支撐電容電壓進行均衡；文獻[9]提出一種基于電容的輔助均壓電路，實現(xiàn)多電平變換器直流母線支撐電容電壓的均衡，由于高壓大功率場合電壓等級高，均壓電容需要承受高壓，導(dǎo)致均壓電路體積較大，為了防止對電容的直接沖擊，均壓電路中需串聯(lián)電阻而導(dǎo)致變換器整體效率降低；文獻[10]提出一種基于電感的輔助均壓電路，實現(xiàn)多電平整流器均壓，由于采用工頻電感和較低的開關(guān)頻率導(dǎo)致均壓電路體積較大，但未對支撐電容電壓過度不平衡造成的電感能量累積現(xiàn)象進行分析，因此，開關(guān)管存在電感電流暫態(tài)尖峰超過開關(guān)管額定值而過流炸毀的潛在危險。基于電感的均壓電路，通過采用寬禁帶半導(dǎo)體器件SiC MOSFET 以提高均壓電路的工作頻率來減小電感的重量和體積，實現(xiàn)均壓電路的小型化和輕量化[11-12]。

本文研究一種應(yīng)用于輔助變流器中充電機的基于SiC MOSFET 器件的單電感均壓電路。首先分析了單電感均壓電路的工作原理和工作模態(tài)。然后給出了單電感均壓電路的控制策略，并對3 種典型開關(guān)狀態(tài)類型進行了分析，得出存在電感電流峰值過大的開關(guān)狀態(tài)類型。根據(jù)其開關(guān)狀態(tài)類型計算了單電感均壓電路電感值選取范圍，通過電感和單電感均壓電路投入時支撐電容電壓差等條件的限制，保證電感峰值電流維持在開關(guān)管允許范圍以內(nèi)。最后設(shè)計了SiC MOSFET 器件的驅(qū)動電路，通過仿真和實驗驗證了單電感均壓電路的有效性和可行性。

1 單電感均壓電路原理

基于SiC MOSFET 器件的單電感均壓電路拓撲結(jié)構(gòu)如圖1（a）所示，單電感均壓電路由開關(guān)管SA1、SA2及高頻電感LA組成。機車輔助變流器中充電機所采用的拓撲結(jié)構(gòu)如圖1（b）所示，為了滿足充電機輸入端電壓等級高，輸入電流小，輸出端電壓等級低，輸出電流大的要求。充電機原邊側(cè)采用三電平半橋結(jié)構(gòu)，副邊側(cè)采用兩電平全橋結(jié)構(gòu)，中間采用中高頻隔離變壓器。

圖1 單電感均壓電路及充電機主電路拓撲結(jié)構(gòu)Fig.1 Topologies of one-inductor voltage balance circuit and the main circuit of charger

1.1 單電感均壓電路工作模態(tài)分析

1.1.1 工作模態(tài)1

當(dāng)電容電壓VC1＞VC2，電流流通路徑如圖2（a）所示，開關(guān)管SA1導(dǎo)通，SA2關(guān)斷，此時電容C1釋能。電容C1將能量通過開關(guān)管SA1傳遞給電感LA，此時，由于電容C1對電感LA進行儲能，電容C1電壓減小。

1.1.2 工作模態(tài)2

當(dāng)電容電壓VC1＞VC2，電流流通路徑如圖2（b）所示，開關(guān)管SA1關(guān)斷，SA2反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，電感LA釋能。電感LA將儲存的能量傳遞給電容C2，此時，由于電感LA對電容C2進行儲能，電容C2電壓升高。

1.1.3 工作模態(tài)3

當(dāng)電容電壓VC2＞VC1，電流流通路徑如圖2（c）所示，開關(guān)管SA1關(guān)斷，SA2開通，電容C2釋能。電容C2將能量通過開關(guān)管SA2傳遞給電感LA，此時，由于電容C2對電感LA進行儲能，電容C2電壓減小。

1.1.4 工作模態(tài)4

當(dāng)電容電壓VC2＞VC1，電流流通路徑如圖2（d)所示，開關(guān)管SA1反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，SA2關(guān)斷，電感LA釋能。電感LA將儲存的能量傳遞給電容C1，此時，電感LA對電容C1進行儲能，電容C1電壓升高。

通過對單電感均壓電路的4 種工作模態(tài)進行分析，SA1、SA2的導(dǎo)通和關(guān)斷將直接導(dǎo)致支撐電容形成新的電流流通路徑，因此，單電感均壓電路通過影響兩支撐電容的充放電而平衡支撐電容電壓，電路中其他元件也不會對均壓電路造成影響。單電感均壓電路的工作頻率高于充電機的工作頻率，因此，單電感均壓電路可獨立于充電機工作。

1.2 單電感均壓控制策略

單電感均壓電路控制策略如圖3 所示，利用固定開關(guān)頻率三角載波的峰值產(chǎn)生使能信號，在使能信號作用下對支撐電容電壓的幅值進行比較，并將電容電壓比較結(jié)果與相同的三角載波比較產(chǎn)生單電感均壓電路的驅(qū)動信號。利用固定開關(guān)頻率三角載波產(chǎn)生的使能信號限制開關(guān)管工作在固定開關(guān)頻率，防止單電感均壓電路在電壓均衡狀態(tài)下支撐電容電壓微小擾動導(dǎo)致開關(guān)管工作頻率的升高而損壞開關(guān)管。開關(guān)管在一個開關(guān)周期內(nèi)最大導(dǎo)通時間為半個開關(guān)周期，且一個開關(guān)周期內(nèi)僅一個開關(guān)管導(dǎo)通以防止輸入側(cè)電源短路。

圖3 單電感均壓電路閉環(huán)控制策略Fig.3 Closed-loop control strategy for one-inductor voltage balance circuit

1.3 單電感均壓開關(guān)狀態(tài)類型分析

單電感均壓電路正常運行過程中，將遵循以下原則：①兩開關(guān)管不能同時導(dǎo)通，只能互補導(dǎo)通；②均壓電感不能出現(xiàn)短路狀態(tài)；③單電感均壓電路的開關(guān)頻率足夠高，電感電流的增加或減少可近似為線性變化。單電感均壓電路存在3 種典型的開關(guān)狀態(tài)類型，如圖4 所示。

圖4 均壓電路工作狀態(tài)Fig.4 Working states of voltage balance circuit

1.3.1 開關(guān)狀態(tài)類型1

當(dāng)t=t0時，電容電壓VC1＞＞VC2。t0-t1階段，開關(guān)管SA1導(dǎo)通，SA2關(guān)斷，電容C1通過開關(guān)管SA1給電感LA儲能。t1-t2階段，開關(guān)管SA1關(guān)斷，SA2反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，電感LA通過SA2反并聯(lián)二極管為電容C2儲能。由于電容C1對電感LA的充電速率大于電感LA對電容C2的充電速率，t0-t2階段所對應(yīng)的一個開關(guān)周期內(nèi)，電感將存儲一部分能量。因此，在開關(guān)狀態(tài)類型1 中電感電流iLA將增大。

1.3.2 開關(guān)狀態(tài)類型2

當(dāng)t=t5時，電容電壓達到暫態(tài)均衡，即VC1=VC2，電感電流iLA達到峰值。t5-t6階段，由于電感電流不能突變，開關(guān)管SA1關(guān)斷，SA2導(dǎo)通，電感LA通過SA2反并聯(lián)二極管為電容C2充電。t6-t7階段，開關(guān)管SA1關(guān)斷，SA2關(guān)斷，SA2反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，電感LA通過SA2反并聯(lián)二極管繼續(xù)為電容C2充電，電感電流減小。

1.3.3 開關(guān)狀態(tài)類型3

當(dāng)t=t10時，電容電壓達到穩(wěn)態(tài)均衡，電容電壓VC1≈VC2。t10-t11階段，VC1＞VC2，開關(guān)管SA1導(dǎo)通，SA2關(guān)斷，電容C1通過開關(guān)管SA1對電感LA充電儲能。t11-t12階段，開關(guān)管SA1關(guān)斷，SA2反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，電感LA為電容C2充電儲能。t12-t13階段，VC2＞VC1,開關(guān)管SA1關(guān)斷，SA2導(dǎo)通，電容C2對電感LA儲能。t13-t14階段，開關(guān)管SA1反并聯(lián)二極管導(dǎo)通，SA2關(guān)斷，電感LA為電容C1儲能。

2 均壓電感參數(shù)計算

當(dāng)電容電壓穩(wěn)態(tài)均衡時，單電感均壓電路工作電流較小，因此為了節(jié)約成本，均壓電路開關(guān)管選型時要求為高電壓、小電流。單電感均壓電路電感值過小將會導(dǎo)致電感峰值電流過大，容易燒毀開關(guān)管；電感值過大將會導(dǎo)致電感LA在一個開關(guān)周期內(nèi)所儲存的能量不足，導(dǎo)致均壓能力不強。為了同時滿足均壓能力的要求和保證電感值盡量小，以保證單電感均壓電路工作的安全可靠和減小其重量與體積，因此，對電感LA參數(shù)選取范圍的計算具有重大意義。

當(dāng)單電感均壓電路在兩支撐電容電壓極度不均衡狀態(tài)下投入運行時，均壓電路將會在數(shù)個開關(guān)周期內(nèi)一直處于開關(guān)狀態(tài)類型1 的狀態(tài)。單電感均壓電路利用電感與電容之間能量交換的形式，將能量從電壓偏高的電容轉(zhuǎn)移到電感中，再利用電感將能量轉(zhuǎn)移給電壓偏低的電容。

當(dāng)支撐電容電壓極度不均衡時，單電感均壓電路工作于開關(guān)狀態(tài)類型1，經(jīng)過n 個開關(guān)周期，電感電流達到峰值，電感LA所儲存的能量為

考慮開關(guān)管及電感LA的耐壓、耐流特性，設(shè)計電感LA正常工作最大瞬態(tài)電流為imax，則電感LA所儲存的能量為

在t0-t1階段，單電感均壓電路工作模態(tài)如圖2（a）所示。令C1=C2=C，當(dāng)t=t0時，單電感均壓電路投入運行，此時電感電流iLA將從“0”開始線性增加，有

單電感均壓電路正常工作狀態(tài)下，為了滿足均壓的動態(tài)性能以及電感和開關(guān)管的電流承受能力，防止因電感電流超過開關(guān)管的承受能力而過流炸毀，均壓電感應(yīng)滿足

由式（1）～式（4）可知，電感LA應(yīng)滿足

當(dāng)單電感均壓電路工作于開關(guān)狀態(tài)類型3 時，在一個開關(guān)周期內(nèi)，電容對電感的充電和電感對電容的充電能夠達到平衡。此時，單電感均壓電路一個開關(guān)周期內(nèi)將在工作模態(tài)1 和工作模態(tài)2（工作模態(tài)3 和工作模態(tài)4）之間切換?？紤]到電感LA穩(wěn)態(tài)時最大峰值電流為imax_stab，可得電感LA的電壓與電流之間的關(guān)系為

因此，穩(wěn)態(tài)時所需的最大電感為

由式（5）和式（7）可得，電感LA的取值范圍為

3 仿真與實驗

為了驗證單電感均壓電路的可行性與有效性，基于Matlab/Simulink 仿真平臺搭建模型進行仿真驗證?；诔潆姍C的小功率實驗平臺加入單電感均壓模塊化電路，對其均壓能力進行實驗驗證。仿真和實驗參數(shù)見表1。

表1 仿真和實驗參數(shù)Tab.1 Parameters for simulation and experiment

3.1 仿真驗證

圖5 為充電機正常運行狀態(tài)時，變壓器原邊電壓VP、副邊電壓VS以及變壓器原邊電流iP波形。原邊輸出三電平電壓，副邊輸出兩電平電壓，原邊電壓相位超前于副邊電壓相位，功率實現(xiàn)正向傳輸。

圖5 單邊三電平控制仿真波形Fig.5 Simulation waveform with control of one-sided three-level

圖6 為充電機啟動到支撐電容電壓出現(xiàn)不均衡狀態(tài)再到單電感均壓電路投入運行的動態(tài)波形。階段Ⅰ為充電機啟動過程，系統(tǒng)響應(yīng)速度較快，階段Ⅱ為支撐電容電壓出現(xiàn)不均衡狀態(tài)，階段Ⅲ為單電感均壓電路投入，支撐電容電壓恢復(fù)均衡狀態(tài)過程。當(dāng)支撐電容電壓出現(xiàn)不均衡狀態(tài)時，變壓器電流將會出現(xiàn)直流偏移，若長時間運行將導(dǎo)致變壓器因鐵芯飽和而過熱損壞。當(dāng)單電感均壓電路投入運行時，變壓器電流將會恢復(fù)正常狀態(tài)，無直流偏移。

圖6 充電機動態(tài)仿真波形Fig.6 Dynamic simulation waveforms of the charger

圖7（a）為單電感均壓電路開關(guān)管驅(qū)動信號的波形，當(dāng)單電感均壓電路投入運行時，支撐電容電壓極度不均衡。因此，開始階段，單電感均壓電路工作于開關(guān)狀態(tài)類型1，只在工作模態(tài)1 和工作模態(tài)2之間切換，上支撐電容對電感LA充電，電感LA再為下支撐電容充電。當(dāng)支撐電容電壓均衡時，均壓電路在4 種工作模態(tài)間不斷切換。圖7（b）為支撐電容電壓仿真波形，0.2 s 之前支撐電容電壓處于極度不均衡狀態(tài)；在0.2 s 時投入單電感均壓電路，通過電感LA將能量從電壓高的支撐電容傳遞給電壓低的支撐電容，以保證支撐電容電壓能夠在短時間內(nèi)恢復(fù)均衡。圖7（c）為單電感均壓電路的電感電流波形，均壓開始階段，支撐電容電壓極度不均衡。一個開關(guān)周期內(nèi)，電感LA存儲的能量大于其釋放的能量，電感電流不斷增加。電感電流的峰值與電感值、支撐電容值、單電感均壓電路投入時電容電壓差值相關(guān)，因此，單電感均壓電路在滿足均壓電感設(shè)計條件范圍時，通過增大電感值和減小單電感均壓電路投入時電容電壓差值以減小電感電流峰值避免開關(guān)管因過流炸毀。當(dāng)支撐電容電壓均衡時，電感在支撐電容之間進行能量交換的電流較小。

圖7 單電感均壓電路工作仿真波形Fig.7 Working simulation waveforms of one-inductor voltage balance circuit

3.2 實驗驗證

基于SiC MOSFET 器件的單電感均壓實驗平臺如圖8 所示，由電壓傳感器、FPGA 主控制器、SiC MOSFET 驅(qū)動電路，及支撐電容放電電路構(gòu)成均壓系統(tǒng)模塊。為保證充電機在停機檢修狀態(tài)下支撐電容無剩余電荷，利用放電電路為支撐電容放電。采用FPGA 為主控制器，型號為EP3C55F484I7，單電感均壓電路開關(guān)管采用科銳公司的SiC MOSFET器件，型號為C2M0045170D。

圖8 單電感均壓實驗平臺Fig.8 Experimental platform for one-inductor voltage balance

圖9 為單邊三電平控制下充電機工作電壓、電流波形。變壓器原邊輸出三電平，副邊輸出兩電平。原邊電壓相位超前于副邊電壓，功率實現(xiàn)正向傳輸。

圖9 單邊三電平控制實驗波形Fig.9 Experimental waveforms with control of one-sided three-level

圖10 為單電感均壓電路開關(guān)管電壓應(yīng)力和電感LA電流實驗波形。支撐電容電壓均衡時，電感LA電流較小，在一個開關(guān)周期內(nèi)單電感均壓電路在兩種工作模態(tài)中依次切換。

圖10 開關(guān)管電壓應(yīng)力和電感電流實驗波形Fig.10 Experiment waveforms of voltage stress in power switch and inductor current

圖11 為支撐電容電壓動態(tài)實驗波形，階段Ⅰ為支撐電容電壓處于均衡狀態(tài)，階段Ⅱ為支撐電容電壓不均衡狀態(tài)，階段Ⅲ為單電感均壓電路投入。可見,支撐電容電壓能夠快速恢復(fù)到均衡狀態(tài)，且電壓均衡狀態(tài)下兩支撐電容電壓的差值較小。

圖11 支撐電容電壓動態(tài)實驗波形Fig.11 Dynamic experiment waveforms of supporting capacitor voltage

4 結(jié)語

研究了一種單電感均壓電路對充電機中三電平半橋變換器支撐電容電的均衡作用。對單電感均壓電路的工作模態(tài)進行分析，理論上該拓撲結(jié)構(gòu)只進行能量轉(zhuǎn)移而不存在能量的損耗。對均壓電路開關(guān)狀態(tài)類型進行分析，并根據(jù)其開關(guān)狀態(tài)類型計算了單電感均壓電路電感選取范圍，為均壓電感的選取提供了依據(jù)。最后通過小功率實驗驗證了單電感均壓電路的可行性。