陳柏超，高 偉，陳耀軍

（武漢大學(xué)電氣與自動化學(xué)院，武漢 430072）

線性功率放大技術(shù)在傳統(tǒng)的功率變換領(lǐng)域占據(jù)著重要的地位，近年來因其效率低、體積大等缺點已逐漸被開關(guān)型功率放大器所取代。脈沖寬度調(diào)制PWM（pulse width modulation）開關(guān)變換器電路結(jié)構(gòu)簡單、效率高，但是其輸出實質(zhì)上是離散的脈沖矩形波，須加入額外的濾波環(huán)節(jié)濾除含量豐富的諧波，此外其控制策略及優(yōu)化算法較為復(fù)雜，且半導(dǎo)體開關(guān)器件的高頻開關(guān)過程還會帶來電磁輻射[1-2]。線性功率放大器具有高工作帶寬、電壓波形正弦度高、多類負(fù)載適應(yīng)性和魯棒性強的優(yōu)點，可以很好地實現(xiàn)對輸入信號的功率放大，故在對電磁干擾敏感、追求寬帶帶寬等場合下，線性功率放大器仍然無可替代[3-4]。

傳統(tǒng)的線性功率放大器LPA（linear power amplifier）一般由三極管或場效應(yīng)管電路構(gòu)成，受電路結(jié)構(gòu)和器件參數(shù)所限，無法達(dá)到高效率、較大電流輸出的目的。文獻(xiàn)[5-6]提出了大量三極管組成的互補對稱并聯(lián)輸出的橋式推挽型結(jié)構(gòu)，通過增加三極管的數(shù)量提升LPA 的電流輸出能力，但在理想情況下最高效率僅為78.5%；文獻(xiàn)[7-9]提出了一種二極管箝位型自動切換供電電平的多級線性功率放大器，通過為其中的單級功率放大模塊提供多電平從而分段線性輸出，降低了每一級MOSFET 管壓降，有效提升了效率。該LPA 中單級功率放大模塊處于單獨直流電平供電、低壓大電流輸出的狀態(tài)，功率管工作在臨界飽和、偏線性側(cè)，若用IGBT 代替MOS 管，便能以較簡單的結(jié)構(gòu)實現(xiàn)更大功率的輸出。IGBT 的類別中沒有P 溝道管，傳統(tǒng)的復(fù)合P 管中由于內(nèi)部IGBT 開啟電壓與輸出構(gòu)成回路的原因，使得單級功率放大模塊的直流電平利用率下降。

為進(jìn)一步提高多電平分級逐段線性放大器中單級功率放大模塊的直流供電電平利用率，本文提出一種基于IGBT 的寬范圍線性功率放大器。為此，提出一種低壓差大電流復(fù)合P 溝道IGBT 功率管結(jié)構(gòu)，通過構(gòu)造P 溝道IGBT 與N 溝道IGBT 組成互補對管實現(xiàn)推挽式功率輸出，并設(shè)計一種基于IGBT 的線性功率放大器IGBT-LPA 拓?fù)?，最后對其進(jìn)行實驗驗證。

1 低壓差P-IGBT 結(jié)構(gòu)及原理分析

1.1 傳統(tǒng)P-IGBT 結(jié)構(gòu)

傳統(tǒng)P-IGBT 及功率放大電路如圖1 所示。高電壓、大電流的P 溝道功率管通常由PNP 型三極管（或P 溝道MOSFET）與標(biāo)準(zhǔn)N 型功率管復(fù)合而成，復(fù)合管的導(dǎo)電類型由前管確定，后管決定其輸出特性。按照此方案構(gòu)造的大功率P-IGBT 的電路如圖1（a）所示，在此種復(fù)合方式下，前級三極管T1確定電流的方向，從而控制加在后級IGBT 管T2柵極電壓，當(dāng)T2的柵極-發(fā)射極電壓UGE大于開啟電壓UGE（th）時，IGBT 處于線性工作區(qū)而線性導(dǎo)通。

使用該復(fù)合管構(gòu)成單電源功率放大器的電路如圖1（b）所示，由于前級三極管T1的存在，電路的輸出與直流電壓輸入部分構(gòu)成2 個電流回路，輸出電壓與直流電壓之間始終存在如下關(guān)系

式中：vo為輸出電壓；Vcc為直流供電壓；vce2為IGBT的集電極-發(fā)射極電壓；vec1為三極管的集電極-發(fā)射極電壓；vGE2為T2管的柵極-發(fā)射極電壓。由式（1）可知，vo不僅與vce2有關(guān)，而且還受限于vec1與vGE2。當(dāng)輸入電壓vi的幅值逼近直流供電電壓Vcc時，由于T2管的vGE2（線性導(dǎo)通時約為7～8 V）的限制使該管無法工作于臨界飽和、偏線性側(cè)，即P-IGBT 的線性區(qū)變窄。而輸出電壓vo無法準(zhǔn)確跟蹤輸入電壓信號，其幅值與直流電壓會存在較大壓差，從而使得輸出電壓的動態(tài)范圍減小，直流電壓的利用率下降。

圖1 傳統(tǒng)P-IGBT 及功率放大電路Fig.1 Traditional P-IGBT and power amplification circuit

若將傳統(tǒng)P-IGBT 結(jié)構(gòu)用于二極管箝位型的多電平多級線性功率放大器[7]，得到的兩級線性放大器拓?fù)淙鐖D2（a）所示，圖中E1=E'1，E2=E'2，該放大器由串聯(lián)的直流電源、箝位二極管和串聯(lián)的4 對互補N溝道與P 溝道IGBT 功率管構(gòu)成。若vo是幅值為E1＋E2的正弦波形，IGBT 的工作狀態(tài)如圖2（b）所示，黑色區(qū)域表示相應(yīng)的IGBT 處于飽和導(dǎo)通狀態(tài)，陰影區(qū)域表示其處于線性放大導(dǎo)通狀態(tài)，白色區(qū)域表示其處于正向阻斷狀態(tài)。可知在輸出電壓較低時，采用較低的直流電平E2供電，隨著輸出電壓的升高，直流電源也自動切換到較高的電平E1＋E2供電。通過減小輸出電壓與直流供電電平之間的差值，便降低了功率放大器能量傳輸過程中的損耗，從而有效提升了線性功率放大的效率。理論上分析該二級線性放大功率放大器的工作效率可達(dá)84.2%，但由于傳統(tǒng)P-IGBT 集電極-發(fā)射極電壓vce2的高壓差特性，使得為了輸出同樣波形的電壓，同時抬升兩級直流供電電平，而實際利用率僅為77.1%。

圖2 二極管箝位型線性功率放大器Fig.2 Diode-clamped linear power amplifier

1.2 低壓差P-IGBT 結(jié)構(gòu)

P 溝道復(fù)合管傳統(tǒng)的構(gòu)造原則，即PNP 型三極管的集電極、發(fā)射極分別接至IGBT 的柵極、集電極，為形成低壓差P-IGBT 結(jié)構(gòu)，在此基礎(chǔ)之上，阻斷三極管的集電極與IGBT 柵極的直接連接，通過增加兩級三極管放大環(huán)節(jié)，從而達(dá)到控制IGBT 柵極-發(fā)射極電壓的目的。

圖3 為低壓差P-IGBT 復(fù)合管電路，圖中，T1為普通高壓PNP 型三極管，T2、T3為普通NPN 型三極管，T4為大功率標(biāo)準(zhǔn)IGBT 晶體管。當(dāng)三極管T1滿足線性導(dǎo)通條件時，流過T1集電極的電流通過系列三極管的放大環(huán)節(jié)轉(zhuǎn)換為電壓，最終加在T4的柵極，T3的輸出作為最終的柵極-發(fā)射極電壓，從而控制內(nèi)部IGBT 的導(dǎo)通狀態(tài)。T1的基極、發(fā)射極為P-IGBT 的柵極、發(fā)射極，T4的發(fā)射極為P-IGBT 的集電極。

圖3 低壓差P-IGBT 結(jié)構(gòu)Fig.3 Low voltage drop P-IGBT structure

由于切斷了PNP 型三極管與IGBT 的直接聯(lián)系回路，則輸出電壓為

式中：vce4為三極管T4的集電極-發(fā)射極電壓；vec1為三極管T1的發(fā)射極-集電極電壓；vR1為電阻R1兩端的電壓；vbe2為三極管T2的基極-發(fā)射極電壓。此時IGBT 的集電極-發(fā)射極電壓vce4的最小值可以降低至1.8 V 左右，從而有效恢復(fù)了P-IGBT 晶體管的線性區(qū)，提高了其線性功率放大的動態(tài)范圍。

1.3 功率放大原理分析

僅使用P-IGBT 組成單電源功率放大器時，雖然輸入信號的上半周波形會被削掉，但有助于單獨研究新型結(jié)構(gòu)的功率放大性能。P-IGBT 復(fù)合管構(gòu)成的單電源功率放大器結(jié)構(gòu)如圖4 所示，輸入信號與輸出的參考電位相同，正弦信號由T1管的基極輸入，由發(fā)射極輸出，輸出對輸入的跟隨效果體現(xiàn)在T1管上。T1管具有電壓比較器的作用，接收輸入信號與反饋至此的輸出電壓信號，得到的誤差信號ve控制IGBT 的導(dǎo)通狀態(tài)。為分析該等效P-IGBT 的輸出特性，調(diào)整電路到合適的靜態(tài)工作點，建立該電路的交流小信號模型，如圖5 所示。

根據(jù)圖5 可以得到誤差信號ve的表達(dá)式為

圖4 單電源功率放大器（低壓差P-IGBT）Fig.4 Single supply power amplifier（low voltage drop P-IGBT）

圖5 交流小信號模型Fig.5 AC small-signal model

式中：ib1為三極管T1的基極電流；Rg為三極管T1的基極串聯(lián)電阻；rbe1為三極管T1的輸出端交流短路時的輸入電阻。進(jìn)一步推導(dǎo)可得出誤差信號ve控制柵極-發(fā)射極電壓vGE的公式，即

式中：β1、β2、β3分別為三極管T1、T2、T3的共發(fā)射極交流電流放大系數(shù)；rbe3為三極管T3的輸出端交流短路時的輸入電阻；R2、R3、R4分別為電阻。進(jìn)而得到誤差信號ve對集電極電流ic的控制特性。該PIGBT 位于放大區(qū)的轉(zhuǎn)移特性方程為

式中：Kn為電導(dǎo)常數(shù)；VT為開啟電壓。由式（6）可知，ic與ve是二次函數(shù)的關(guān)系，具有較好的線情度。

2 IGBT-LPA 結(jié)構(gòu)分析

參照P-IGBT 的電路結(jié)構(gòu)，構(gòu)造出特性參數(shù)完全對稱的異型功率管N-IGBT，所提IGBT-LPA 的拓?fù)淙鐖D6 所示。供電電源分別為正、負(fù)電平（+Vcc、-Vcc），上管N-IGBT 和下管P-IGBT 的柵極和發(fā)射極相互連接在一起，信號從柵極輸入，從射極輸出，從而構(gòu)成雙電源互補對稱功率放大電路。在靜態(tài)時兩管不導(dǎo)電，而在有信號輸入時，N-IGBT 和P-IGBT 二者輪流導(dǎo)電，實現(xiàn)推挽式線性功率放大。

圖6 IGBT-LPA 拓?fù)銯ig.6 IGBT-LPA topology

以T4、T8為主電路的核心功率器件，其他器件組成的電路可以理解成驅(qū)動其具有P 型、N 型功率管特性的控制電路，那么就可以得到雙電源互補對稱功率放大器的控制框圖，如圖7 所示。vo（s）為輸出電壓，其經(jīng)過反饋環(huán)節(jié)與輸入信號vi（s）進(jìn)行比較，其誤差信號送至信號傳遞環(huán)節(jié)。由于信號傳遞環(huán)節(jié)與功率放大器不共地，其傳遞的信號僅用于驅(qū)動T4（T8）使之工作于線性狀態(tài)，故需要獨立的直流電源為此環(huán)節(jié)供電。信號傳遞部分由兩級放大環(huán)節(jié)構(gòu)成，由于誤差信號具有一定的動態(tài)變化范圍，為了保證其與確定的柵極電壓間具有合適的增益，需要在放大環(huán)節(jié)K1（T2或T6晶體管）的基礎(chǔ)上加入放大環(huán)節(jié)K2（T3或T7晶體管）進(jìn)行增益匹配，K2環(huán)節(jié)的輸出作為柵極-發(fā)射極電壓vGE。G（s）是工作于線性區(qū)的IGBT 的電壓傳遞函數(shù)，其等于集電極輸出與柵極-發(fā)射極電壓的比值，經(jīng)過此環(huán)節(jié)便得到最終的功率輸出。

圖7 控制框圖Fig.7 Control block diagram

根據(jù)控制框圖便得到輸出電壓vo（s）為

式中，K1、K2為對應(yīng)放大環(huán)節(jié)的比例系數(shù)。由式（7）可知，輸出電壓vo（s）僅是參考信號vi（s）的函數(shù)，且傳遞函數(shù)的增益幅值約等于1，故輸出可以精準(zhǔn)地跟蹤輸入信號，從而實現(xiàn)功率放大。

3 實驗驗證

為了驗證拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和理論研究的正確性，搭建實驗樣機進(jìn)行驗證，電路參數(shù)為：直流供電電壓Vcc=100 V，輸入正弦信號幅值為vi=98 V，頻率為fi=50 Hz，負(fù)載電阻RL=8.1 Ω，高壓PNP 型三極管的型號為2SA1968，普通PNP 型三極管的型號為2SA1013，高壓NPN 型三極管的型號為BUT11A，普通NPN 型三極管的型號為2SC2328，標(biāo)準(zhǔn)IGBT的型號為FF200R12KT4。圖8 是由FPGA 產(chǎn)生且經(jīng)過多級電壓放大的正弦波輸入信號，經(jīng)傅里葉分析得到的總諧波失真THD（total harmonic distortion）為0.23%，近乎理想正弦波。

圖8 輸入信號波形Fig.8 Waveform of input signal

圖9 為P-IGBT 功率管構(gòu)成的單電源LPA 柵極-發(fā)射極電壓vGE、輸出電壓vo的波形，其中圖9（a）中的功率管為傳統(tǒng)P-IGBT，圖9（b）中的功率管為低壓差P-IGBT，對比可知在輸入信號瞬時值逼近供電電壓Vcc時，傳統(tǒng)功率管結(jié)構(gòu)的輸出已經(jīng)無法瞬態(tài)跟蹤輸入信號而出現(xiàn)削頂?shù)默F(xiàn)象，峰值為-91.3 V，為保證輸出波形不出現(xiàn)失真，須提高直流供電電壓，此時直流電平利用率為72.6%。低壓差功率管的輸出可以較好地復(fù)現(xiàn)輸入信號的下半周波形，可見低壓差P-IGBT 對直流電壓的利用率更高，經(jīng)計算為76.3%。對比圖9（a）、圖9（b）柵極-發(fā)射極電壓vGE波形發(fā)現(xiàn)，2 種P-IGBT 結(jié)構(gòu)用于LPA時皆可以實現(xiàn)對內(nèi)部標(biāo)準(zhǔn)IGBT 導(dǎo)通狀態(tài)的控制，無信號輸入時二者的靜態(tài)vGE值幾乎相等，有信號輸入時，后者的vGE值略大于前者，線性導(dǎo)通狀態(tài)更接近臨界飽和。

圖9 2 種P-IGBT 構(gòu)成的單電源LPA 的實驗波形Fig.9 Experimental waveforms of single power LPA from two P-IGBTs

圖10 為IGBT-LPA 輸出電壓vo和輸出電流io的波形，圖10（a）中vo是頻率為50 Hz、幅值為97.2 V 的正弦波，THD=0.98%，io的幅值為11.8 A，二者相位一致，可見IGBT-LPA 拓?fù)淇刹皇д娴貙崿F(xiàn)線性功率放大。為考量IGBT-LPA 的頻率響應(yīng)特性，在輸入正弦信號情況下，逐漸改變輸入信號的頻率，當(dāng)輸入信號的頻率為500 Hz 時，輸出電壓、電流波形如圖10（b）所示，此時電壓幅度略微變小，無明顯線性失真。

圖10 IGBT-LPA 輸出電壓、輸出電流波形Fig.10 Waveforms of output voltage and output current from IGBT-LPA

低壓差P-IGBT 結(jié)構(gòu)用于二極管箝位型的多電平多級線性功率放大器，得到兩級線性放大器的輸出電壓vo和輸出電流io波形，如圖11 所示，可見二者仍保持較高的正弦度。表1 給出了2 種P-IGBT結(jié)構(gòu)的直流電平利用率比較結(jié)果，可見計算得到該放大器的直流供電電平利用率為82.8%，高于傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)的利用率；兩級功率放大器結(jié)構(gòu)對直流電壓的利用率提升效果更為明顯。

圖11 兩級IGBT-LPA 輸出電壓、電流Fig.11 Output voltage and current from two-level IGBT-LPA

表1 2 種P-IGBT 結(jié)構(gòu)的直流電平利用率比較Tab.1 Comparison of DC level utilization ratio between two P-IGBT structures

4 結(jié)語

本文分析了傳統(tǒng)復(fù)合P 溝道功率管的構(gòu)成方式，指出復(fù)合管中標(biāo)準(zhǔn)IGBT 的開啟電壓是導(dǎo)致輸出電壓動態(tài)范圍變小的原因，提出了一種低壓差大電流復(fù)合P 溝道IGBT 功率管結(jié)構(gòu)，通過對比研究可知，該結(jié)構(gòu)的線性工作區(qū)不發(fā)生變化。利用該新型IGBT 結(jié)構(gòu)提出了一種IGBT-LPA 拓?fù)?，理論分析知其直流電平利用率較高，實驗結(jié)果表明該拓?fù)淇刹皇д娴貙崿F(xiàn)較大動態(tài)范圍的功率放大。該技術(shù)應(yīng)用于LPA 多電平逐段線性化領(lǐng)域可進(jìn)一步提升效率。