畢立強，蔡小五，譚守標，趙海濤，方侃飛

(1.安徽大學 電子信息工程學院，安徽 合肥 230601;2.中國科學院微電子研究所 硅器件與集成電路研發(fā)中心，北京 100029)

隨著國內(nèi)汽車數(shù)量的增加，為了降低能源消耗、提高能源利用效率，智能功率芯片將逐步替代傳統(tǒng)電子繼電器.智能功率芯片主要有兩類：高邊、低邊智能功率芯片.智能功率芯片集成了驅(qū)動電路、功率管及其保護電路.驅(qū)動電路主要有兩種：一種是由二極管與電容組成的自舉升壓電路，應(yīng)用于高壓功率管，其優(yōu)點是可以驅(qū)動高壓大電流功率器件，缺點是驅(qū)動電路與功率器件分立；另一種是電荷泵升壓電路，應(yīng)用于低壓功率管，其優(yōu)點是驅(qū)動電路與功率管集成于一體，缺點是工作電壓、電流較小.由于智能功率芯片中的功率器件導(dǎo)通電阻小、耐壓高，因此智能功率芯片對汽車電子照明系統(tǒng)能源效率的提高有重要作用[1].同時，智能功率芯片體積小、重量輕、集成度高，為物理系統(tǒng)的設(shè)計提供了方便.過流保護、過壓保護及過溫保護電路，是控制系統(tǒng)中不可或缺的部分[2]，其中過流保護為控制系統(tǒng)最重要的功能.隨著多種應(yīng)用需求的出現(xiàn)，對過流保護電路電流檢測精度的要求越來越高.該文在簡單介紹具有電荷泵結(jié)構(gòu)的高邊智能功率芯片工作原理后，提出適用于高邊智能功率芯片的高精度電流檢測電路.

1 高邊智能功率芯片工作原理及電流檢測分析

具有電荷泵結(jié)構(gòu)的高邊智能功率芯片由驅(qū)動電路、功率管和保護電路組成，如圖1所示，其中保護電路僅畫出了電流保護對應(yīng)的部分.上電后芯片啟動分兩步：①當輸入的使能信號IN為高電平時，經(jīng)過邏輯模塊判斷無誤后，控制環(huán)形振蕩器產(chǎn)生方波信號；②振蕩器的方波信號驅(qū)動電荷泵電路，電荷泵輸出電壓倍增后，開啟VDMOS(vertical double-diffused MOS).VDMOS柵極與漏極間串聯(lián)的二極管，能防止電荷泵升壓擊穿VDMOS.過流情況出現(xiàn)時，邏輯信號Vlogic將關(guān)閉振蕩器及電荷泵電路[3].電流檢測模塊是實現(xiàn)芯片過流保護功能的關(guān)鍵.該文設(shè)定：當VDMOS的電流值超過2 A時，電流檢測模塊將輸出過流信號.下文分析的高邊智能功率芯片的電流檢測電路，同樣適用于低邊智能功率芯片的電流檢測電路.

圖1 高邊智能功率芯片的拓撲結(jié)構(gòu)

傳統(tǒng)電流檢測技術(shù)有：導(dǎo)通電阻(Ron)檢測技術(shù)、串聯(lián)電阻檢測技術(shù)、檢測管檢測技術(shù).

Ron檢測的拓撲結(jié)構(gòu)如圖2(a)所示.在高邊智能功率芯片中，VDMOS工作在線性區(qū)，其漏極與源極的電位差影響Ron，因此可采用電壓比較器檢測VDMOS漏極與源極的電位差，進而實現(xiàn)過流保護功能.但該技術(shù)對比較器的失調(diào)電壓要求高，此外導(dǎo)通電阻受工藝、溫度、電源等因素的影響較大，很難應(yīng)用于高精度的電流檢測.

串聯(lián)電阻檢測的拓撲結(jié)構(gòu)如圖2(b)所示.串聯(lián)電阻檢測技術(shù)對串聯(lián)電阻有特殊的要求，這是因為：若串聯(lián)電阻太大，VDMOS源極與Rload間將損失一定的電壓；若串聯(lián)電阻太小，一方面對工藝的要求較高，另一方面需要設(shè)計低失調(diào)的電壓比較器.

檢測管檢測的拓撲結(jié)構(gòu)如圖2(c)所示.檢測管檢測技術(shù)中的檢測管電流較小，降低了功耗，提高了電源利用效率.但是，檢測管輸出端串聯(lián)小電阻后與VDMOS并聯(lián)，將導(dǎo)致二者源極電位不同，進而影響電路的檢測精度.

上述電流檢測技術(shù)，對電阻及電壓比較器的相關(guān)參數(shù)要求嚴格，增加了電路設(shè)計的難度及復(fù)雜度[4-11].為了減少電壓比較器及電阻的運用，該文提出具有電流比較功能的高精度電流檢測電路.

圖2 傳統(tǒng)電流檢測拓撲結(jié)構(gòu)

2 高精度電流檢測電路

2.1 高精度電流檢測電路的拓撲分析

該文提出的電流檢測電路如圖3所示，包括檢測模塊、分流模塊、電流比較輸出模塊.對于VDMOS的結(jié)構(gòu)，無論槽柵結(jié)構(gòu)還是平面柵結(jié)構(gòu)，均可視作多個元胞并聯(lián)而成[12].檢測模塊中的Npower與Nsense分別是基于分離元胞技術(shù)的功率管與檢測管，二者的柵極驅(qū)動電路相同.由于Npower與Nsense的漏極連在一起，因此二者的電流之比即為其元胞數(shù)之比.

圖3 高精度電流檢測電路

從圖3可知，功率管、檢測管、放大器OP、晶體管Mp共同構(gòu)成負反饋環(huán)路，使功率管及檢測管的源極電位差值△V減小.由于VDMOS工作在線性區(qū)，故有

k′=unCox，

(1)

(2)

(3)

其中：Ipower，Isense分別為功率管、檢測管的電流；un為電子遷移率；Cox為柵氧化層厚度；K為功率管與檢測管的元胞數(shù)之比；W為晶體管的寬；L為晶體管的長；VGS為功率管柵極與源極的電位差；VDS為功率管漏極與源極的電位差.由式(1)～(3)得

(4)

在無故障情況下，VDMOS柵極電壓比電源電壓高5 V左右，VDMOS導(dǎo)通壓降很小，VGS遠大于VDS，VGS遠大于△V，因此式(4)可進一步化簡為

(5)

由式(5)可知，在K與工藝條件不變的情況下，功率管與檢測管的導(dǎo)通壓降差值△V是影響電流檢測精度的重要因素.電流檢測精度的計算公式為

(6)

分流模塊中，智能功率芯片工作電壓較高，為了避免器件擊穿，N1，N2，N3，P1，P2，Mp選擇高壓器件.P1的寬長比與P2的比值為x∶y，N1的寬長比與N2的比值也為x∶y.P1及P2構(gòu)成電流鏡結(jié)構(gòu)，流經(jīng)P1及N1的電流相同，流經(jīng)P2及N2的電流也相同，前者與后者的比值為x∶y.

電流比較輸出模塊采用低壓結(jié)構(gòu)，供電電壓VDDL為5 V，N4，N5，P3，P4，P5，P6均采用5 V的低壓MOS管.N2及N3構(gòu)成電流鏡結(jié)構(gòu), N2的電流與N3的比值為y∶z.P3及P6構(gòu)成電流鏡結(jié)構(gòu)，流經(jīng)P6的電流IP6為參考電流，當流經(jīng)P3的電流IP3大于流經(jīng)N3的電流IN3時，電路輸出高電平；當流經(jīng)P3的電流IP3小于流經(jīng)N3的電流IN3時，電路輸出低電平.N3及P3構(gòu)成電流比較器，電流比較器的輸出為反向器的輸入，電流比較器的輸出信號經(jīng)兩級反相器整形后，轉(zhuǎn)化為檢測信號.

2.2 高精度電流檢測電路的環(huán)路增益分析

由式(5)知，降低功率管與檢測管的導(dǎo)通壓降的差值可提高檢測精度.功率管及檢測管通過運算放大器均與Mp形成負反饋，使它們的源極電位相等，進而減小它們導(dǎo)通壓降的差值.環(huán)路增益分析時，將圖3 中的N1，N2，P1，P2均等效成電阻R2.圖4為高精度電流檢測電路環(huán)路增益分析時的等效拓撲結(jié)構(gòu).

圖4 高精度電流檢測電路環(huán)路增益分析時的等效拓撲結(jié)構(gòu)

將圖4中OP的正向輸入電壓vpower置零，在Mp的柵極加入的測試電壓Vin.環(huán)路增益表達式[13]為

(7)

其中：gp為反饋管的跨導(dǎo)，Av為放大器OP的增益，Rsense為檢測管的等效電阻.由圖4可得

vpower=ipowerRpower，

(8)

vsense=isenseRsense，

(9)

(10)

isense=-gp(vsense-vp)=-gp[vpower(1+Av)-vsenseAv]，

(11)

其中：Rpower為功率管的等效電阻，vpower為功率管的源極小信號電壓，vsense為檢測管的源極小信號電壓，ipower為功率管的小信號電流，isense為檢測管的小信號電流，vp為放大器OP輸出的小信號電壓.整理式(7)～(11)后，可得

(12)

2.3 高精度電流檢測電路的運放

在正常工作模式下，VDMOS的導(dǎo)通壓降很小，VDMOS的源極電壓接近電源電壓VDD，所以運算放大器的共模輸入范圍必須接近電源電壓VDD.為了保證反饋管MP一直工作在飽和區(qū)，運算放大器的輸出范圍必須足夠?qū)抂14].從式(12)可知，增大環(huán)路增益可提高檢測精度，因此運算放大器OP的增益必須足夠大.基于上述原因，該文設(shè)計了N管輸入的折疊式單級運算放大器，如圖5所示.該運算放大器在滿足增益、輸入范圍、輸出范圍要求的同時，減少了補償網(wǎng)絡(luò)，降低了電路設(shè)計的復(fù)雜程度.

圖5 折疊式單級運算放大器

3 仿真驗證

高精度電流檢測電路基于0.25 μm BCD工藝進行設(shè)計，電源電壓為12 V， VDMOS的柵極驅(qū)動電壓為17 V，Npower與Nsense的元胞數(shù)比值為4 000∶1.負載電流超過2 A時，過流保護電路啟動.該文在Candence Specture中進行仿真驗證.

圖6為功率管電流為1，2 A情況下，高精度電流檢測電路的環(huán)路增益及相位曲線.從圖6可知，在滿足環(huán)路增益的同時反饋環(huán)路穩(wěn)定性良好.

圖6 高精度電流檢測電路環(huán)路增益及相位曲線

圖7為功率管與檢測管的電流關(guān)系.從圖7可知，功率管的電流Ipower與檢測管的電流Isense線性關(guān)系好.抽取一些特定的點(如功率管電流為1，2，3 A對應(yīng)的點)，代入式(6)計算可知，不同電流值下該電路均具有較高的檢測精度.

圖7 功率管與檢測管的電流關(guān)系

表1為不同文獻的電流檢測相關(guān)技術(shù)因素對比.由表 1可知，該文在減少電阻及電壓比較器的情況下，適量的高壓器件運用，使檢測精度得到了一定的提升.

表1 不同文獻電流檢測相關(guān)技術(shù)因素對比

為了驗證過流情況下，過流信號是否正常輸出，對過流信號進行仿真驗證，如圖8所示.從圖8可知，功率管電流達到2 A后，過流信號能及時輸出，且沒有產(chǎn)生震蕩，可見電路具有良好的穩(wěn)定性及響應(yīng)能力.

圖8 高精度電流檢測電路過流信號電平與功率管電流的關(guān)系

4 結(jié)束語

該文提出了一種與折疊式共源共柵放大器形成負反饋的高精度電流檢測電路.通過環(huán)路增益的理論分析可知，環(huán)路增益的增加可提高電流檢測精度.為了降低電路設(shè)計的復(fù)雜程度、避免電壓比較器的運用，需要對檢測電流與參考電流進行比較，然后輸出過流信號電平.該電路以MOS管代替電阻，MOS管構(gòu)成的電流鏡結(jié)構(gòu)能高效進行電流比較輸出.仿真驗證結(jié)果表明：該電路具有良好的穩(wěn)定性；功率管電流達到2 A后，過流信號能穩(wěn)定輸出；功率管電流與檢測管電流的線性關(guān)系良好.