高鐵成，李新新，遠桂民，王 昊，薛峰軍

（1.天津工業(yè)大學 天津市光電檢測與系統(tǒng)重點實驗室，天津 300387；2.武漢奔跑吧教育研究院，武漢 430000）

光聲成像是指脈沖激光照射到生物組織中，組織的光吸收域產(chǎn)生超聲信號，這種由光激發(fā)產(chǎn)生的超聲信號稱為光聲信號，光聲信號攜帶了組織的光吸收特征信息，通過探測光聲信號能重建出組織中的光吸收分布圖像。光聲成像結合了光學高對比度和聲學高分辨率的優(yōu)點[1-3]，當組織的不同部分吸收系數(shù)和散射系數(shù)差別很大的時候，能夠取得更加理想的效果。組織中的血紅蛋白散射特性好，所以光聲成像對血管的成像效果特別好，無論是對血管疾病的直接診斷，還是對血管周圍的病變組織進行成像，都有很好的效果。

光聲成像通常使用納秒寬度的光脈沖[4-5]，納秒超短脈沖可以實現(xiàn)最大化信噪比（SNR）和成像分辨率；高的脈沖重復頻率可以通過信號平均來提高信噪比（SNR），從而降低成像的掃描時間；特定的單脈沖能量可以滿足不同應用對象的能量要求。在臨床宏觀成像中，成像深度在幾毫米到幾厘米之間時，需要的脈沖能量較高，約10～100 mJ/pulse，這種大能量脈沖由固體激光器提供，比如Nd：YAG 和染料激光器，脈沖重復率小于20 Hz，脈寬約為10 ns，這種激光器價格昂貴、操作復雜。光聲顯微成像的深度為微米到毫米時，目前使用脈沖光參量振蕩器（OPO）或者染料激光器，相比宏觀成像其脈沖能量要求較低，所以成本有所降低，但是脈沖OPO 和染料激光技術不適合小型化和大幅降低成本，而且由光學參量振蕩器和染料決定輸出的波長，增加了光源的成本和復雜性。

針對以上問題，本文采用高速大功率場效應管作為開關，以激光二極管代替上述大功率固體激光器，設計了一種納秒級激光脈沖驅動器，以提高成像速度，降低激光器的使用復雜度，使得驅動器的整體結構更加緊湊，同時大幅降低光聲顯微成像成本。

1 納秒激光驅動器的元器件選擇

1.1 納秒短脈沖的獲取

利用現(xiàn)場可編程邏輯門陣列（FPGA）產(chǎn)生脈沖寬度調(diào)制（PWM）信號，采用Verilog 語言編寫產(chǎn)生脈沖寬度可調(diào)節(jié)的信號。Altera 公司Cyclone IV 的PLL 具有時鐘倍頻和分頻、相位偏移、可編程占空比和外部時鐘輸出等功能，本文采用該PLL 功能，進行系統(tǒng)級的時鐘管理和偏移控制[6-7]，對50 MHz 晶振進行分頻，產(chǎn)生頻率可控制、占空比可調(diào)節(jié)的PWM 信號。

圖1 所示為利用FPGA、采用Altera 公司Cyclone IV 的PLL 功能產(chǎn)生的PWM 信號，此信號的重復頻率為50 kHz，占空比為0.2%，脈寬為40 ns，上升、下降時間為5 ns，電壓為3.3 V。在實際使用中可以根據(jù)需要，利用Verilog 產(chǎn)生滿足要求的TTL 信號。

圖1 可調(diào)節(jié)的PWM 信號圖Fig.1 Adjustable PWM signal diagram

1.2 柵極驅動器的選擇

利用FPGA 產(chǎn)生的PWM 信號通常為3.3 V 邏輯信號，不能有效打開功率MOSFET。將PWM 信號升至MOSFET 的柵極驅動電壓過程中需要一個柵極驅動器，通過高瞬變電流對柵極電容進行快速充電和放電，減少導通損耗。柵極驅動器的主要特點如下：

（1）柵極驅動器執(zhí)行電平轉換任務，相比微控制器I/O 引腳，能提供更高的驅動電流；

（2）柵極驅動器有更高的驅動能力，支持快速切換，信號上升、下降時間只有幾納秒。

柵極驅動器的開關切換時間越短，提供給MOSFET 的有效電流時間越長，其驅動的晶體管的開關損耗也更低，系統(tǒng)效率更高。此外，驅動電流也是選擇柵極驅動器的重要指標。基于此，本文選擇了UCC27532柵極驅動器。

1.3 FET的選擇

功率MOSFET 的性能對于整個驅動器是否能產(chǎn)生符合預期的脈沖非常重要。符合要求的功率MOSFET必須具備以下特點：

（1）為了確保納秒延遲時間內(nèi)達到高電流，F(xiàn)ET必須快速完全導通，因此，F(xiàn)ET 的高導電特性非常重要。

（2）FET 的峰值電流表示通道的飽和，并且Rds（on）快速增加超過額定電流，這意味著系統(tǒng)中可能的最高電流最終受到FET 峰值電流的限制。

（3）由于極高的di/dt，如果柵極電流回路的信號地和電源電流回路的電源地連接在一起，電源地上的大電流會在信號地上產(chǎn)生電壓差，原因是導線存在阻抗，流過的大電流會在導線上產(chǎn)生電位差，稱之為共阻抗干擾。信號地的真實電位高于0 V，柵極會檢測到其Vgs相對電壓的降低，可能會將原本是高電平的信號誤判為低電平，從而將柵極截斷，導致負反饋，進而減慢FET 的開啟過程。因此，需要有兩條單獨的接地回路，通過提供單獨的接地返回路徑來完全去耦柵極信號，確保柵極電流回路沒有電源電流；需要使用專用引腳作為信號地的連接點，專用開爾文接地引腳的FET 可以滿足這個要求。本文選擇專用開爾文連接FET，參數(shù)重點在于擊穿電壓和峰值額定電流是否滿足要求[8-10]。FET 的等效圖如圖2 所示。

圖2 FET 等效圖Fig.2 FET equivalent diagram

圖2 中，Cgs和Cgd這兩個電容的大小由器件的實際幾何結構決定，而Cds電容器即寄生雙極晶體管的基極集電極二極管（體二極管）的電容。柵極存在漏源導通電阻和外接電阻，漏源之間存在電感。

FET 的導通速度和導通損耗對于驅動器性能非常重要。圖3 所示為FET 導通過程。

圖3 FET 導通過程Fig.3 FET turn-on process

圖3 中，F(xiàn)ET 的導通分為以下幾個過程：

（1）器件的輸入電容從0 V 充電至Vth。在此期間，大部分柵極電流用于對Cgs電容器充電，少量電流也會流經(jīng)Cgd電容器。隨著柵極端子電壓升高，Cgd電容器的電壓將略有下降。這個過程稱為開通延時，因為器件的漏極電流和漏極電壓保持不變。柵極充電至閾值電平后，MOSFET 就能載流了。

（2）柵極電平從Vth升高到米勒平坦電平VGS，Miller。當電流與柵極電壓成正比時，為器件的線性工作區(qū)。在柵極側，與第1 階段相同，電流流入Cgs和Cgd電容器中，Vgs電壓升高；在器件的輸出端，漏極電流升高，同時漏源電壓保持之前的電平（VDS，off）。在所有電流傳輸?shù)組OSFET 中，并且二極管完全關斷能夠阻止其PN 結上的反向電壓之前，漏極電壓必須保持輸出電壓電平。

（3）柵極已充電至足夠電壓（VGS，Miller），可以承載完整的負載電流且整流器二極管關斷。此時，允許漏極電壓下降。當器件上的漏極電壓下降時，柵源極電壓保持穩(wěn)定。這就是柵極電壓波形中的米勒平坦區(qū)域。驅動器提供的所有柵極電流都被轉移，從而對Cgd電容器充電，以便在漏源極端子上實現(xiàn)快速的電壓變化。此時，器件的漏極電流受到外部電路（直流電流源）的限制，保持恒定。

（4）通過施加更高的柵極驅動電壓，充分增強MOSFET 的導通通道。Vgs的最終幅值決定了開通期間器件的最終導通電阻。所以，在第4 階段中，Vgs從VGS，Miller上升至最終值VDRV。這一過程通過對Cgs和Cgd電容器充電來實現(xiàn)，此時柵極電流在兩個組件之間分流。當這些電容器充電時，漏極電流仍然保持恒定，而由于器件的導通電阻下降，漏源電壓略有下降。

以上為FET 的導通過程，F(xiàn)ET 的關斷過程與導通過程類似逆過程，不再贅述。

1.4 電容的選擇

電容的封裝、位置和電容值的大小是非常重要的，電源回路中電容必須允許最大總線電壓通過，提供足夠的電荷，以滿足電流要求，最小化電感路徑。電容器依靠施加電壓使其帶電，電極面積越大，相對電容率越高，電極間距離越短，則靜電荷量越大[11-13]。

電容串聯(lián)時，耐壓值增大，電容量減小，公式為：

電容并聯(lián)時，增大電容量，耐壓值不變。電容器按照外觀可分為帶導線電容器和無導線的表面安裝器件（SMD）型電容器。根據(jù)靜電容量的范圍、頻率的高低，本設計選用SMD 器件。SMD 器件分為電解電容器和積層陶瓷貼片電容器，本文選擇積層陶瓷貼片電容器，其靜電容量計算公式為：

式中：C 為靜電容量；ε0為真空電容率；εr為電介質(zhì)的相對電容率；S 為電極面積；d 為電解質(zhì)層之間的距離；N 為積層數(shù)。

時間常數(shù)τ = RC，則電容電量與充電時間的關系為：

式（3）中，當充電時間不同時，電量Q 的值存在差別。取時間 t 為 τ 的倍數(shù)，可得 e-1≈0.37，e-2≈0.14，e-3≈0.05，e-4≈0.018，e-5≈0.007。所以，充電時間要大于 3倍時間常數(shù)，有足夠的時間充電，電容器才能達到充電電源電壓。

2 納秒激光驅動電路仿真

2.1 未考慮回路電感的電流分析

利用Multisim12.0 仿真工具對電路模型進行仿真，按照上述分析建立的電路基本模型如圖4 所示，此時不考慮電感的影響。

圖4 不考慮電感的驅動器電路仿真模型Fig.4 Drive circuit simulation model without considering inductance

圖4 中驅動器工作原理為：電容器C1通過R_CC1-D1電路在高壓VCC 下充電，R_C 是充電限流電阻，決定電容C1充電時間長短，直接決定LD 輸出脈沖激光的重復頻率，同時保證在晶體管導通時，不直接對電源短路。電容C1與電阻R_C 串聯(lián)成為緩沖器，抑制產(chǎn)生的尖峰噪聲，保護轉換元件。功率MOSFET導通時，電容器C1通過激光二極管LD 放電。電容器C1和功率MOSFET 可在高電壓下工作，電阻R_CL 將放電電流限制在所需的值。R1為放電時電流監(jiān)測電阻，用來測量回路中脈沖電流的大小、寬度等，所以該電阻為高頻、高精度、大功率電阻，通過改變高壓VCC 幅度來控制電流強度。脈沖電流的上升時間由功率MOSFET的導通速度決定，下降時間由R_CL-C1-Q1-LD 電路的時間常數(shù)決定，通過改變電容值控制脈沖持續(xù)時間。按照圖4 設置，所得R1兩端電壓如圖5 所示。

圖5 電阻R1 兩端電壓Fig.5 Voltage across resistor R1

圖5 中，電阻R1兩端電壓與電阻的比值即為通過R1的電流。信號發(fā)生器提供PWM 信號，重復頻率、占空比、電壓幅值可調(diào)，直流電壓為200 V，電容為600 pF、充電電阻為3.4 kΩ，放電限流電阻為1 Ω 時，所得電流脈沖寬度約為4 ns，電壓約為3 V，即通過LD 的電流為30 A。通過調(diào)整電壓VCC 幅值、PWM 信號的重復頻率、占空比、電壓幅值，均可以對通過R1的電流產(chǎn)生影響，得到大電流納秒激光脈沖。

2.2 回路電感對電流的影響分析

在實際電路中不可避免地存在回路電感、激光二極管封裝電感等，所以在仿真時應考慮電感對于所得電流的影響，將分布電感等效為電感L1，如圖6 所示。

圖6 考慮回路電感的電路模型Fig.6 Circuit model considering loop inductance

調(diào)整圖6 中電感的大小，可觀察回路中電感對于電路中電流的影響。信號發(fā)生器提供電壓幅值為16 V、重復頻率為50 kHz、占空比為1%、上升和下降時間為5 ns時，不同電感下通過R1的電壓如圖7 所示。

圖7 不同電感對電路中電流的影響Fig.7 Effect of different inductances on current in circuit

由圖7 可知，當電感為 2 nH（圖7（a））時，電流脈寬約為8 ns，電流最大值約45 A；當電感為20 nH（圖7（b））時，電流脈寬約為30 ns，電流最大值約為27 A。由圖7（a）、圖7（b）對比得出，回路中電感的大小對通過激光二極管的脈沖電流的幅值、脈沖寬度、上升時間、下降時間都有很大的影響。回路電感增加，脈沖上升時間變長，下降時間變長，電流峰值降低，即通過激光二極管的脈沖電流減小。因此，在實際電路中，應該盡量減少電路中存在的電感。

3 納秒脈沖激光驅動電路的實現(xiàn)

利用Altium Designer 實現(xiàn)PCB 設計，檢查無誤后方可制作驅動器集成電路板。驅動電路原理圖如8所示。

圖8 中，為了減少由PWM 產(chǎn)生的脈沖信號在傳輸過程中產(chǎn)生的能量損耗及波形的失真，在PWM 信號輸出端至柵極驅動器的輸入端之間，添加了一個整形電路，該電路能減少信號的過沖，保持原有的波形，同時將電壓提升至柵極驅動器的工作電壓。

由于大電流和高速的要求，電路的布局尤為重要，將圖8 轉化為PCB，如圖9 所示。

圖9 納秒脈沖激光驅動電路PCBFig.9 Nanosecond pulse laser driver circuit PCB

對圖9 說明如下：

（1）所有接地回路都是在緊鄰的層上完成的，最小間距為0.127 mm，通過為電流回路提供盡可能接近的耦合返回路徑來最小化電感。

（2）信號地和電源地在內(nèi)部連接到FET，在電路板上完全隔離，命名為2 個不同的網(wǎng)絡。通過避免地面提升保持更快、更平滑的特性。

（3）并聯(lián)多個不同的旁路電容器可以抑制不同頻率的噪聲，將噪聲接地釋放，同時滿足向IC 瞬間供應電流，抑制電源電壓變動，并且應盡可能靠近電源引腳。

由于本次設計為高速脈沖，需要考慮最小化寄生電感。所以，電路板采用分體式電源回路，旁路電容放在激光二極管的兩側。分體式回路的優(yōu)勢如下：

（1）由于回路是對稱的，并有相同的電感，因此，分體相當于將兩個電感并聯(lián)，從而將有效電感減半，同時將電流分配到兩個獨立的分支中。如果僅有一個回路有電感L 和電流I，通過增加第2 個回路電感L，總體看來就像單電路電感減半[14-16]。

（2）由于兩個回路中的電流以相反的方向流動，因此，磁通量有抵消的趨勢，可以減少耦合損耗和電路板上的干擾，從而減少雜散阻抗，提高周圍電路的抗干擾度。

焊盤中通過使用微通孔進一步降低寄生電感，提高組件的垂直提取電流，同時使電流回路盡可能短。

4 納秒脈沖激光驅動電路的測試

激光管（LD）具有尺寸小、成本低、商業(yè)可用性高、重復率容限高、穩(wěn)定性好、無需額外的外部冷卻系統(tǒng)等優(yōu)點，本文將其作為驅動電路的驅動對象[17-20]。

經(jīng)測試，脈沖激光二極管（PLD）的發(fā)光區(qū)域約800 μm×400 μm，脈沖激光二極管工作時占空比低，平均功率較低，峰值功率較高，產(chǎn)生熱量較低；缺點是重復頻率只到幾萬赫茲，且發(fā)光波段僅在近紅外波段，PLD單脈沖能量約為幾微焦，由于生物組織血紅蛋白的吸收系數(shù)在近紅外區(qū)域，較可見光范圍低2～3 個數(shù)量級，且在近紅外650 ～1 200 nm 范圍內(nèi)產(chǎn)生的低對比度使得毛細血管成像困難。針對以上問題，可通過增加脈寬來提高脈沖能量，弊端是降低了空間分辨率。

連續(xù)波（CW）二極管可工作在近紅外和可見光范圍內(nèi)，由于血紅蛋白在可見光范圍的高吸收率，使得較低的脈沖能量也能達到較好的SNR。CW 激光二極管可以更加緊密地聚焦且提供更短的脈寬，更加適合高分辨率成像。

本文使用OSRAM 的PL TB450B 激光二極管，其連續(xù)光輸出功率為1.6 W（Tcase=25 ℃），典型發(fā)射波長為450 nm，持續(xù)工作電流為1.2 A，激光二極管的熱量僅通過二極管的基板消散，必須保持二極管的基板與散熱器相連。CW 激光二極管產(chǎn)生超短光脈沖，產(chǎn)生比額定值更強的光脈沖，不損壞器件，同時，可用波長范圍更廣且成本更低。通過匹配二極管發(fā)射波長與血紅蛋白的吸收最大值，利用過驅動，改善成像的SNR 和分辨率。

根據(jù) ANSI（American national standards institute）規(guī)定，在450 nm 處的單脈沖可具有20 mJ/cm2的最大能量密度和18 W/cm2的最大功率密度[21-22]。激光二極管的主要損傷機制為：

（1）光學災變損傷COD（Catastrophic optical damage），激光二極管表面的光子密度過高會損壞二極管，即單個非常高能量的脈沖會降低甚至損壞激光二極管的性能。

（2）熱容限，當耗散功率使二極管加熱超過破壞閾值時，發(fā)生另一種損傷，即熱損傷。

COD 限制了最大脈沖能量，熱容限限制了最大重復頻率。CW 激光二極管可在這兩種損傷的極限附近工作，只要不超過任何一個極限值，激光二極管便可以穩(wěn)定工作。保證CW 激光二極管的平均光輸出功率低于額定損傷閾值，就可以進一步提高重復頻率，以便在更短的時間內(nèi)獲得更多的平均值，縮短成像時間。

電路板中通過PL TB450B 激光二極管所得電流如圖10 所示。

圖10 調(diào)試電路通過電阻R1 的電流Fig.10 Current through resistor R1 in test circuit

由圖10 可知，由于電流是通過地端流向LD，所以電流為負值。通過PL TB450B 激光器的最大電流約為40 A，脈沖寬度約為10 ns，重復頻率50 kHz，能夠充分觸發(fā)激光二極管，且散熱正常，沒有多余的熱量積累，電路實現(xiàn)正常工作。

5 結 論

本文介紹了納秒激光驅動器的電路結構，并進行仿真和測試。測試中使用的過驅動激光二極管產(chǎn)生電流的重復頻率為50 kHz，脈寬約10 ns，峰值電流約40 A。過驅動激光二極管可產(chǎn)生的電流最小脈寬約6 ns，峰值電流約50 A，單脈沖能量約200 nJ。通過本次電路設計，可以得出以下結論：

（1）MOSFET 的功率和開關速度對于驅動器電路中是否可以形成超短脈沖起到?jīng)Q定作用，形成超短脈沖時應使用開關速度更快的MOSFET。

（2）在滿足耐壓值的前提下，電容應該在滿足容值時盡量提高重復頻率。

（3）降低脈寬的主要限制因素是PCB 和激光二極管封裝上的電感，電感阻礙電流的快速變化，環(huán)路寄生電感越小，放電電流的上升速度以及隨時間的衰減越快，越容易形成窄脈沖。

（4）本次設計中的激光驅動器適用于驅動連續(xù)和脈沖激光二極管，過驅動CW 激光二極管可以擴大波長的使用范圍，提高重復頻率，從而提高成像速度，同時節(jié)約激光器成本。

綜上所述，本次納秒激光驅動器的設計滿足了光聲顯微成像對于信噪比、分辨率、成像深度等指標的要求，與典型光聲成像相比，降低了激光器的使用復雜度，提高了成像速度，大幅降低了光聲顯微成像的成本。