蔣 青，羅棟梁，劉 峰

(重慶郵電大學(xué) 移動(dòng)通信技術(shù)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，重慶 400065)

0 引 言

導(dǎo)航雷達(dá)作為當(dāng)代雷達(dá)技術(shù)的一項(xiàng)重要應(yīng)用領(lǐng)域，繼20世紀(jì)40年代以來(lái)一直受到各國(guó)的重視，不論是在軍事上的反恐作戰(zhàn)、敵情預(yù)警，還是民用上的防撞規(guī)避、災(zāi)害救援等方面，都具有廣泛的應(yīng)用前景。1988年，Philips實(shí)驗(yàn)室將調(diào)頻連續(xù)波(frequency modulated continuous wave, FMCW)技術(shù)引入到導(dǎo)航雷達(dá)系統(tǒng)中[1]。與傳統(tǒng)脈沖雷達(dá)相比較，F(xiàn)MCW雷達(dá)系統(tǒng)的主要優(yōu)點(diǎn)在于易實(shí)現(xiàn)極高的距離分辨率、不存在距離盲區(qū)、發(fā)射功率低、抗截取能力強(qiáng)，在近距離測(cè)量領(lǐng)域得到了廣泛的應(yīng)用[2],且X波段天線尺寸小、距離及方位分辨率高，有利于近距離目標(biāo)探測(cè)[3]。

目前產(chǎn)生線性調(diào)頻信號(hào)的方案主要有：①直接數(shù)字頻率合成器(direct digital synthesizer,DDS)+鎖相環(huán)技術(shù);②多次倍頻方案；③多次變頻方案。這3種方案最終都能夠產(chǎn)生滿足頻率、帶寬要求的射頻信號(hào)，但也存在缺陷，例如，無(wú)法兼顧線性調(diào)頻時(shí)間、頻率間隔和變頻時(shí)間的關(guān)系。文獻(xiàn)[4]指出,雖然鎖相環(huán)技術(shù)可以改善輸出信號(hào)的雜散和噪聲性能，但是鎖相環(huán)為負(fù)反饋系統(tǒng)，相位的鎖定過(guò)程耗時(shí)相對(duì)較長(zhǎng)，無(wú)法滿足快速變頻的要求。使用多個(gè)倍頻器或者變頻器，插入損耗較大，增加了對(duì)功率放大器增益的要求，可能會(huì)影響系統(tǒng)的線性度[5]。倍頻器會(huì)引入相位噪聲，多次倍頻后相位噪聲不斷增大，多次變頻引入諧波較多，兩者都會(huì)嚴(yán)重影響信號(hào)質(zhì)量并且增大硬件的調(diào)試難度。DDS技術(shù)可較好地彌補(bǔ)以上的不足，DDS是一種把一系列數(shù)字信號(hào)通過(guò)D/A轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換為模擬信號(hào)的合成技術(shù)，隨著電子技術(shù)水平的提高，尤其是高速GaAs器件的快速發(fā)展，為DDS克服帶寬限制提供了技術(shù)支持，使得DDS技術(shù)在雷達(dá)領(lǐng)域得到更廣泛的應(yīng)用[6]。DDS在相對(duì)帶寬、頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間、相位連續(xù)性正交輸出、分辨率等指標(biāo)方面遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過(guò)了傳統(tǒng)的頻率合成技術(shù)的水平，其頻率切換時(shí)間短、分辨率高、相對(duì)帶寬較寬、頻譜純凈、相位和頻率調(diào)整靈活、輸出的變頻信號(hào)相位連續(xù)、易于編程控制[7-8]。

本設(shè)計(jì)綜合考慮FMCW導(dǎo)航雷達(dá)信號(hào)的中心頻率、帶寬、變頻時(shí)間、穩(wěn)定度和準(zhǔn)確度等因素，設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了一種基于DDS技術(shù)、上變頻技術(shù)、倍頻技術(shù)的雷達(dá)射頻前端，其具有頻率范圍寬、頻率切換迅速且信號(hào)頻率穩(wěn)定度和準(zhǔn)確度高的優(yōu)點(diǎn)，能準(zhǔn)確、快速、高質(zhì)量發(fā)射并接收不同帶寬、頻率的FMCW雷達(dá)信號(hào)。

1 系統(tǒng)方案設(shè)計(jì)

1.1 系統(tǒng)技術(shù)指標(biāo)

發(fā)射機(jī)主要技術(shù)指標(biāo)：工作中心頻率為9 350 MHz；工作帶寬為75 MHz；輸出功率為20 dBm；相位噪聲為-95 dBc/Hz@10 kHz。

接收機(jī)主要技術(shù)指標(biāo)：噪聲系數(shù)5 dB；接收機(jī)靈敏度為-95 dBm；接收機(jī)動(dòng)態(tài)范圍>86 dB。

1.2 系統(tǒng)方案設(shè)計(jì)

本系統(tǒng)采用DDS+上變頻+倍頻的方案，由DDS快速產(chǎn)生一定帶寬的高穩(wěn)定度、準(zhǔn)確度、頻譜純凈的線性調(diào)頻信號(hào)，經(jīng)過(guò)一次上變頻和一次二倍頻至目標(biāo)發(fā)射信號(hào)。由于大帶寬的混頻器成本較高，而且從DDS輸出頻率直接變頻至目標(biāo)射頻頻率，其對(duì)本振頻率源的要求很高，頻率源結(jié)構(gòu)較復(fù)雜，可能引入的較大噪聲、調(diào)試?yán)щy，所以本設(shè)計(jì)先將DDS產(chǎn)生的線性調(diào)頻信號(hào)經(jīng)過(guò)一次上變頻至FRF/2處，再由經(jīng)二倍頻器將信號(hào)倍頻至FRF。

接收機(jī)通常有零中頻方案和超外差方案。與超外差方案相比較，零中頻方案不受鏡像頻率影響，不需要特意選取鏡像抑制濾波器，而且其結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、體積小、易調(diào)試、成本低，本設(shè)計(jì)選取零中頻接收機(jī)方案。系統(tǒng)框圖如圖1所示。

圖1 系統(tǒng)框圖Fig.1 System block diagram

2 電路設(shè)計(jì)

表1為發(fā)射鏈路的相關(guān)預(yù)算分析；表2為接收鏈路的相關(guān)預(yù)算分析。此鏈路預(yù)算分析是以總體方案為依據(jù)，將系統(tǒng)方案框架具體化的一個(gè)預(yù)算過(guò)程，為后期器件選型做好相關(guān)參數(shù)的預(yù)算。其中，LPF1，LPF2，LPF3是低通濾波器；BPF1，BPF2是帶通濾波器；BPF3，BPF4，BPF5是定制的腔體帶通濾波器；PA1，PA2，PA3，PA4是功率放大器；fTX表示發(fā)射信號(hào)；fRX表示接收信號(hào)；fb表示差拍信號(hào)；fb=fTX-fRX。由于發(fā)射頻率中心頻點(diǎn)設(shè)定為9.35 GHz，則二倍頻之前信號(hào)中心頻率應(yīng)該為4.675 GHz，又因?yàn)镈DS最大輸出頻率為1.4 GHz，為了預(yù)留一定的余量，選擇1 GHz輸出，則上變頻器本振端頻率為3.675 GHz?？紤]各部分的衰減和器件的輸入輸出要求，對(duì)發(fā)射信號(hào)功率進(jìn)行相應(yīng)放大，最終達(dá)到發(fā)射功率要求。對(duì)整個(gè)接收鏈路的噪聲系數(shù)影響較大的是前級(jí)的器件，所以接收鏈路前級(jí)盡量選擇噪聲系數(shù)小的器件；為了充分濾除高頻對(duì)差拍信號(hào)的影響，下變頻之后必須用低通濾波器濾除帶外干擾頻率；為了方便調(diào)整差拍頻率的功率，加入一個(gè)可控衰減器和2個(gè)功率放大器，根據(jù)情況調(diào)節(jié)放大倍數(shù)。

表1 發(fā)射鏈路預(yù)算分析

表2 接收鏈路預(yù)算分析

2.1 發(fā)射鏈路設(shè)計(jì)

DDS選用ADI公司的AD9914芯片，該芯片集成12位DAC，采用先進(jìn)的DDS技術(shù)，構(gòu)成數(shù)字可編程的完整高頻合成器，能輸出高達(dá)1.4 GHz的頻率捷變模擬正弦波，且具有快速調(diào)頻和精密調(diào)諧分辨率。由于DAC輸出信號(hào)是以正弦信號(hào)采樣的方式產(chǎn)生，則DAC輸出信號(hào)必須過(guò)濾，以消除采樣過(guò)程中的偽像以及濾波器帶外的雜散。

混頻器采用Mini-Circuits公司的MCA1-60LH+，該混頻器變頻損耗低至6.2 dB且具有1 700～6 000 MHz的工作帶寬。由于混頻器內(nèi)部的非線性元件的作用，變頻過(guò)程會(huì)產(chǎn)生很多諧波分量，需使用帶通濾波器進(jìn)行過(guò)濾，此處選擇Mini-Circuits公司的BFCN-4440+，該芯片采用低溫共燒陶瓷(low temperature co-fired ceramic, LTCC)技術(shù)，外形尺寸小且具有1.2的良好電壓駐波比，通帶損耗小于1 dB，滿足目標(biāo)信號(hào)選擇和系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求。

倍頻器選用Hittite公司的HMC368LP4E，該倍頻器具有較寬的輸出頻率范圍，可輸出9～16 GHz的信號(hào)頻率，且具有較寬的輸入功率范圍，0～10 dBm均可滿足要求；其還集成了2個(gè)功率放大器，輸入功率達(dá)到+2 dBm時(shí)，輸出功率可達(dá)+15 dBm，大大降低射頻功率放大器的放大要求，簡(jiǎn)化電路設(shè)計(jì)；其相位噪聲低至-140 dBc/Hz@100 kHz，一定程度上優(yōu)化了發(fā)射信號(hào)的質(zhì)量，且其3次諧波隔離度為18 dB,從而提高測(cè)距能力。該倍頻器輸出信號(hào)經(jīng)過(guò)功率放大、定制腔體帶通濾波器和功分器后由發(fā)射天線輻射至空中。發(fā)射鏈路結(jié)構(gòu)圖如圖2所示,由控制模塊通過(guò)串口配置DDS寄存器，產(chǎn)生1 GHz的線性調(diào)頻信號(hào)，與頻率為3.675 GHz的本振信號(hào)混頻至4.675 GHz中頻信號(hào)，經(jīng)過(guò)濾波、放大、二倍頻至9.35 GHz，最后進(jìn)行功率放大、濾波、功分后由發(fā)射天線耦合至空中。

2.2 接收鏈路設(shè)計(jì)

接收鏈路采用的是零中頻方案，任何接收機(jī)都受到噪聲(外部噪聲和內(nèi)部噪聲)的影響，降低噪聲系數(shù)可提高接收機(jī)性能。外部噪聲一般具有時(shí)間性、空間性和頻率性，可采取一定的措施抑制或消除。而內(nèi)部噪聲來(lái)源于器件，不具有以上特性，其可能造成放大器飽和甚至不具放大作用[9]。所以，控制噪聲系數(shù)對(duì)于接收機(jī)而言是至關(guān)重要的。接收鏈路多級(jí)放大器級(jí)聯(lián)總噪聲系數(shù)計(jì)算公式為

(1)

(1)式中：Fi(i=1,2,…,n)為噪聲系數(shù)；Ai(i=1,2,…,n)為增益。根據(jù)(1)式可知，越靠近接收天線的器件對(duì)噪聲系數(shù)的影響越大。為確保性能指標(biāo)滿足設(shè)計(jì)要求，提高接收機(jī)的靈敏度，應(yīng)降低前級(jí)單元的噪聲系數(shù)、減少損耗并提高增益。該接收機(jī)前級(jí)選取Hittite公司的HMC903LP3E低噪聲放大器，其噪聲系數(shù)低至1.7 dB，增益18 dB。

圖2 發(fā)射鏈路結(jié)構(gòu)圖Fig.2 Structure diagram of the transmitter link

圖3 接收鏈路框圖Fig.3 Block diagram of the receiver link

下變頻器選擇Hittite的HMC220AMS8，此混頻器為雙平衡混頻器，具有寬帶高隔離特性，對(duì)偶次諧波有良好抑制作用。雖然雙平衡混頻器隔離度比較高，但為確保得到的差拍信號(hào)盡量不受本振端和射頻端信號(hào)泄露的影響，在混頻器后進(jìn)行2次濾波，分別選用LFCN-6700+和LFCN-80+，2個(gè)低通濾波器，抑制泄漏和混頻器產(chǎn)生的諧波分量。接收鏈路框圖如圖3所示，接收天線接收到雷達(dá)信號(hào)經(jīng)過(guò)定制的腔體濾波器濾除帶外雜波，再經(jīng)過(guò)低噪聲放大器進(jìn)行功率放大和控制接收鏈路噪聲系數(shù)，再與發(fā)射鏈路功分信號(hào)下變頻至零中頻，經(jīng)過(guò)2級(jí)濾波、零中頻放大后進(jìn)行基帶處理。

2.3 時(shí)鐘頻率源設(shè)計(jì)

時(shí)鐘頻率源模塊主要為DDS模塊提供工作參考時(shí)鐘頻率和為發(fā)射鏈路上變頻模塊提供本振頻率，其主要由2片ADF4350芯片組成。ADF4350差分輸出頻率為137.5～4 400 MHz，具有良好的相位噪聲性能，壓控振蕩器(voltage controlled oscillator, VCO)在載波為3.3 GHz處，頻偏10 kHz的相位噪聲為-86 dBc/Hz，頻偏100 kHz的相位噪聲為-110 dBc/Hz，此時(shí)鐘頻率源配置簡(jiǎn)單，只需要控制模塊通過(guò)串口訪問(wèn)其內(nèi)部寄存器即可完成所需配置。時(shí)鐘模塊的結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示，在有源晶振提供時(shí)鐘源的情況下，控制模塊通過(guò)串口配置ADF4350寄存器使其輸出目標(biāo)頻率，再經(jīng)過(guò)巴倫結(jié)構(gòu)轉(zhuǎn)換為單端信號(hào)輸出。結(jié)構(gòu)框圖中的有源晶振為溫補(bǔ)振蕩器，本設(shè)計(jì)選擇的是TC53-NAGIC-26 MHz，其頻率溫度穩(wěn)定度為±1.0×106，相位噪聲為-148 dBc/Hz@10 kHz；控制模塊選擇工業(yè)級(jí)單片機(jī)STM32F103_LQFP64；巴倫TC1-1-43A+的作用是將ADF4350產(chǎn)生的差分信號(hào)轉(zhuǎn)換成單端信號(hào)。

圖4 時(shí)鐘模塊結(jié)構(gòu)框圖Fig.4 Block diagram of the clock module

3 接收鏈路仿真

接收機(jī)性能指標(biāo)的好壞直接影響接收信號(hào)的質(zhì)量，從而影響測(cè)量的準(zhǔn)確度，為更好地驗(yàn)證此設(shè)計(jì)的可實(shí)現(xiàn)性，此處選用ADS2012仿真軟件對(duì)接收鏈路進(jìn)行鏈路仿真。首先在元器件面板中選擇需要的器件模型，按照實(shí)際電路設(shè)計(jì)在ADS原理圖中按順序放入濾波器、低噪聲放大器(low noise amplifier, LNA)、混頻器、放大器等器件并連接完整，并對(duì)選擇的模型進(jìn)行參數(shù)的設(shè)置，最后添加BUDGET控制器，并在標(biāo)簽頁(yè)中進(jìn)行參數(shù)設(shè)置；完成所有設(shè)置后進(jìn)行仿真[10]。ADS原理圖如圖5所示。

圖5 ADS接收鏈路仿真原理圖Fig.5 ADS simulation schematic of the receiver link

仿真結(jié)果如圖6所示，其中，圖6a為接收鏈路噪聲系數(shù)仿真結(jié)果，整個(gè)接收鏈路噪聲系數(shù)為4.004 dB，滿足設(shè)計(jì)要求；圖6b為接收鏈路動(dòng)態(tài)范圍仿真結(jié)果，動(dòng)態(tài)范圍為-96～-24 dBm，稍低于設(shè)計(jì)指標(biāo)，但基本能滿足要求。

圖6 接收鏈路仿真結(jié)果Fig.6 Simulation results of the receiver link

4 系統(tǒng)測(cè)試

系統(tǒng)測(cè)試環(huán)境如圖7所示，圖7a為搭建的“陣列天線+射頻收發(fā)前端”系統(tǒng)測(cè)試平臺(tái)，圖7b為收發(fā)天線，測(cè)試地點(diǎn)位于實(shí)驗(yàn)室樓頂，測(cè)試目標(biāo)墻面與收發(fā)天線的水平距離約為37 m。圖8為射頻收發(fā)硬件系統(tǒng)實(shí)物圖。

4.1 發(fā)射鏈路測(cè)試

發(fā)射鏈路主要由DDS輸出線性調(diào)頻信號(hào)經(jīng)過(guò)上變頻、二倍頻、功率放大和功分器功分至射頻發(fā)射信號(hào)，主要對(duì)DDS輸出中心頻率為1 GHz的線性調(diào)頻信號(hào)和射頻發(fā)射中心頻率為9.35 GHz的目標(biāo)信號(hào)進(jìn)行測(cè)試。

4.1.1 DDS輸出信號(hào)測(cè)試

將AD9914設(shè)置為數(shù)字斜坡調(diào)制模式，在時(shí)鐘模塊1提供的3.5 GHz參考頻率下輸出1 GHz線性調(diào)頻信號(hào)，如圖9所示，DDS輸出信號(hào)中心頻率為1 GHz，帶寬為20 MHz，輸出功率值為-4.099 dBm。

4.1.2 發(fā)射信號(hào)測(cè)試

DDS輸出1 GHz的線性調(diào)頻信號(hào)與時(shí)鐘模塊2提供的3 675 MHz的本振信號(hào)進(jìn)行上變頻得到4 625 MHz的信號(hào)，此信號(hào)經(jīng)過(guò)二倍頻、功率放大、帶通濾波以及功分器功分后得到目標(biāo)發(fā)射信號(hào)。本次測(cè)試帶寬為30 MHz，中心頻點(diǎn)為9.35 GHz，發(fā)射功率為18.43 dBm。實(shí)測(cè)發(fā)射信號(hào)頻譜圖如圖10所示，從圖10可以看出信號(hào)穩(wěn)定性較好。

圖10 發(fā)射信號(hào)測(cè)試圖Fig.10 Test chart of the transmitter signal

為了更好地驗(yàn)證此系統(tǒng)的性能，對(duì)發(fā)射信號(hào)進(jìn)行相位噪聲測(cè)試，分別測(cè)試9 300 MHz和9 280 MHz處的相位噪聲，如圖11所示。

圖11 發(fā)射信號(hào)相位噪聲測(cè)試圖Fig.11 Phase noise test chart of the transmitter signal

通過(guò)計(jì)算可以得到這2處的相位噪聲為-89.3 dBc/Hz@10 KHz和-89.4 dBc/Hz@10 KHz，稍低于設(shè)計(jì)理論值，但基本滿足設(shè)計(jì)需求。

4.2 接收鏈路測(cè)試

接收鏈路測(cè)試主要對(duì)差拍信號(hào)測(cè)試。由于測(cè)試環(huán)境的局限性，測(cè)試目標(biāo)距離較近，需要增大距離分辨率，則將發(fā)射信號(hào)帶寬設(shè)置為80 MHz。圖12是根據(jù)導(dǎo)出數(shù)據(jù)，利用Matlab繪制出的差拍信號(hào)頻譜圖，從頻譜圖可以看出目標(biāo)差拍頻率為16.92 KHz，根據(jù)距離計(jì)算公式(2)計(jì)算結(jié)果可知，測(cè)試值與目標(biāo)實(shí)際距離吻合。從測(cè)試結(jié)果看出此雷達(dá)系統(tǒng)具有較高的穩(wěn)定性和測(cè)距精度。

38.07

(2)

(2)式中：R為目標(biāo)距離；fb為差拍頻率；c為光速；T為掃頻時(shí)間；B為測(cè)試信號(hào)帶寬。

圖12 差拍信號(hào)頻譜圖Fig.12 Spectrogram of the beat signal

5 結(jié)束語(yǔ)

從實(shí)際的需求出發(fā)，本文采用“DDS技術(shù)+上變頻技術(shù)+倍頻技術(shù)”的發(fā)射機(jī)方案和零中頻接收機(jī)方案設(shè)計(jì)出一種線性調(diào)頻連續(xù)波導(dǎo)航雷達(dá)射頻前端。有效地利用了DDS頻率切換時(shí)間短、分辨率高、相對(duì)帶寬較寬、相位和頻率調(diào)整靈活、輸出的變頻信號(hào)相位連續(xù)、易于編程控制等優(yōu)點(diǎn)，實(shí)現(xiàn)了高穩(wěn)定性和高準(zhǔn)確度地發(fā)射信號(hào)，并精確地接收到回波信號(hào)。實(shí)測(cè)結(jié)果表明，此設(shè)計(jì)基本滿足線性調(diào)頻連續(xù)波雷達(dá)的基本設(shè)計(jì)要求，從而驗(yàn)證了此方案的正確性和合理性。