王燕君，肖 琳

（中國電子科技集團公司第十研究所，成都 610036）

0 引言

隨著通信系統(tǒng)的發(fā)展，混頻器廣泛的應用于各種通信設備中，如超外差接收機，就是利用混頻將接收到的高頻信號變成一個固定的中頻信號，再進行放大，從而使接收機的靈敏度和選擇性大大提高。此外，在發(fā)射機里也要利用混頻器來改變載頻，混頻是個典型的頻譜搬移過程，這個過程在實際生產中通過非線性器件來實現(xiàn)。常用的混頻器有晶體管混頻器和場效應管混頻器，在實際生產中用得最多的是晶體管雙平衡混頻器。

1 雙平衡混頻器（DBM）分析

圖1為雙平衡混頻器的原理圖，該混頻器采用了四個特性相同的混頻二極管接成環(huán)形。本振和信號通過變壓器耦合，將不平衡的輸入變換為平衡的輸出，再加到二極管橋路的兩對角上。中頻從本振或信號輸入變壓器的中心點引出。

圖1 雙平衡混頻器原理圖

由本振偶次諧波差拍產生的電流在中頻負載上互相抵消，而由本振奇次諧波差拍產生的電流在中頻負載上互相疊加。由本振奇次諧波差拍產生的電流出現(xiàn)在中頻端，而由本振偶次諧波差拍產生的電流出現(xiàn)在信號輸入端。這是雙平衡混頻器的重要特點。

2 混頻器重要指標

2.1 變頻損耗

混頻器的變頻損耗是其最基本的一個指標，對接收機而言，混頻器變頻損耗直接影響到接收機的接收靈敏度，變頻損耗增大了，變頻后的中頻信號變小，噪聲電平抬高，使輸出信噪比降低，接收靈敏度降低。對發(fā)射機而言，混頻器變頻損耗也直接影響發(fā)射的功率，從而影響電臺通信距離。

影響混頻器變頻損耗有幾個，通常使用的混頻器一般帶寬都很寬，其變頻損耗在很寬的頻帶內會有一些波動，因此，在器件選型的時候要盡量選擇合適的混頻器，使用其變頻損耗波動小的頻段。另外，如果本振驅動不夠的話，變頻損耗也會增加，生產中信道產品上常用的混頻器都是+7dBm 本振驅動（現(xiàn)有的混頻器本振驅動有：+7dBm，+10dBm，+13dBm，+17dBm，+23dBm，+27dBm），該類混頻器在本振輸入0dBm 以上情況下都能夠正常工作，變頻損耗幾乎也不會受影響。

2.2 1dB 壓縮點

混頻器的1dB 壓縮點反映了混頻器的線性程度，它對比較混頻器間的動態(tài)范圍、最大輸出功率、互調等非常有用。輸入信號超過混頻器的壓縮點后，輸出中頻達到一個最大的或完全飽和的功率，即1分貝壓縮點輸出功率（P1dB），信號的失真度也逐漸變大。

圖2列出了不同本振驅動的混頻器的1dB 壓縮點，電臺發(fā)射機和接收機中常用的TUF-3，TUF-5等型號混頻器的1dB 壓縮點都在1dBm，實際應用中其輸入RF 都未超過1dBm，故不會對收發(fā)信號的失真度產生影響。

圖2 不同本振驅動的混頻器的1dB壓縮點

2.3 輸入輸出截點（IP）與互調

混頻器的截點是設計電路時應該著重考慮的一個指標。當兩個或多正弦信號經過混頻器時，此時由于混頻器的非線性作用，會輸出多種頻率分量，其中以雙音三階互調分量的功率電平最大，RF增加1dB，互調分量會增加3dB，它是非線性中的三次項產生的，假設兩基頻信號的頻率分別是F1和F2，那么，三階互調分量的頻率為2F1-F2和2F2-F1，由于該頻率落在頻帶內，是非線性產物?；祛l器的輸入/輸出三階截點就是具體指三階諧波與輸入端基波電平相同時對應的輸入/輸出功率電平，如圖3所示。它在不同頻段有所不同，在混頻器的Low 頻段，IP3比1dB 壓縮點高15dB左右，在Mid 頻段和Upper 頻段，IP3比1dB 壓縮點高10dB 左右。

根據混頻器的3階截點和其射頻輸入幅度及頻率可以照下述方法計算其輸出三階互調（IM3）：

①找出混頻器的1dB 壓縮點。

②確定該混頻器在使用頻率上的IP3。③算出射頻輸入幅度和IP3的差值，再用該差值乘以諧波的階數(shù)3。

④用IP3減去3）中的結果，差值即為輸出三階互調（IM3）。

用上述方法可以計算在某接收機和發(fā)射機中混頻器輸出的三階互調。

設已知某激勵模塊中混頻器（TUF-5）輸入RFin 為-20dBm（兩個干擾射頻等幅輸入），其使用頻率在混頻器的Low 頻段。可計算出該混頻器輸出三階互調的電平值。

解：1dB 壓縮點根據查上表得到，其值為1dBm

IP3=1dBm+15dBm=16dBm

（IP3-RFin）*3=[16dBm-（-20dBm）]*3=108dBm

16dBm-108dBm=-124dBm

經實際測試，某激勵模塊中混頻器輸入端頻譜純凈，故對該它來說，不用考慮其雙音三階互調的影響。

圖3 三階諧波與輸入端基波電平相同時對應的輸入/輸出功率電平

2.4 組合頻率干擾

混頻器的輸入端的信號電壓與本振電壓產生混頻作用后，在輸出端除了有fI±fC 外，如果還有其他的組合頻率分量也落在中頻濾波器的通頻帶內，即pfL-qfc=±fI±Δf0.7，則它們和有用的中頻信號一樣，可以通過后面的中頻放大器放大。在接收機中，經過后端檢波器的非線性變換，就會產生差拍信號，接收機輸出端就會聽到一種干擾哨聲。在發(fā)射機里，就會使輸出雜散變大，發(fā)射信號的頻譜變差。

例如：126 電臺激勵模塊中中頻為898.144MHz，發(fā)射300MHz 頻點時，其本振頻率為1198.144MHz，輸出300MHz信號在（300±1.856）MHz 處出現(xiàn)一較大雜散，雜散抑制比為68dBc。該雜散即為上式中p 和q 恰好取到某個值而產生出的組合頻率干擾。p，q 的組合如下：

1198.144MHz×4-898.144MHz×5=300MHz-1.856MHz

898.144MHz×3-1198.144MHz×2=300MHz+1.856MHz

因此，要合理地選擇中頻頻率，將產生干擾最強的干擾哨聲頻率移到接收/發(fā)射頻段外，可大大減小這種影響。

3 一種性能良好的場效應管（FET）混頻器

無源FET 混頻器，有許多優(yōu)點超過了有源混頻器和二極管雙平衡混頻器（DBM）。它的動態(tài)范圍和線性非常好，超過了DBM，并且IP3非常高（30dBm 以上），沒有1/fnoise，噪聲小，只有FET 自身的熱噪音等優(yōu)點。圖4為雙平衡場效應管混頻器示意圖。

圖4雙平衡場效應管混頻器

由于該類混頻器的線性非常好，輸出諧波成分??；三個端口都采用了平衡設計，R-L 隔離度更好。我們使用此類混頻器代替2.4中126激勵模塊的混頻器TUF-5進行實驗，得到很好的效果。300MHz 頻點的雜散抑制比達到75dBc 以上，比晶體管組成的雙平衡混頻器提高了7dB。

如果采用雙環(huán)三平衡FET 混頻器，其性能要更優(yōu)，但其在成本和體積上將有所增加，需綜合考慮。

4 結束語

隨著無線通信市場份額的不斷增加，信道產品中接收機與發(fā)射機的性能很大程度上依賴于混頻器件。各種新型設計的混頻器漸漸出現(xiàn)，在設計和生產的過程中，需要深入學習，選擇適合自己電路的混頻器。