肖雅偉，唐云宇，劉秦維，馬 皓

（浙江大學(xué)電氣工程學(xué)院，杭州 310027）

引言

IGBT因具有MOSFET元件驅(qū)動功率小和開關(guān)速度快的優(yōu)點，又具有雙極型元件飽和壓降低而容量大的優(yōu)點，在現(xiàn)代電力電子技術(shù)中得到了越來越廣泛的應(yīng)用，在大功率應(yīng)用中占據(jù)了主導(dǎo)地位。隨著現(xiàn)代電力電子技術(shù)的發(fā)展，單個IGBT模塊的電流等級得到不斷提高，但是考慮到產(chǎn)品成本、驅(qū)動電路的復(fù)雜性和電壓阻斷能力，可以不直接選用大功率等級的IGBT模塊，而選用功率等級較小的IGBT模塊通過串并聯(lián)滿足電路要求[1-2]。IGBT模塊的自身參數(shù)特性、驅(qū)動電路結(jié)構(gòu)、功率回路阻抗特性均會對并聯(lián)應(yīng)用時的穩(wěn)態(tài)均流和動態(tài)均流產(chǎn)生影響，使模塊熱穩(wěn)定性不一致，嚴(yán)重時甚至?xí)鼓K過熱而損壞[3]。因此，IGBT模塊在并聯(lián)使用時需要解決的主要問題是靜態(tài)不均流和動態(tài)不均流。

國內(nèi)外很多文獻研究了影響并聯(lián)IGBT模塊均流特性的因素[4-7]，也先后提出了一些改善并聯(lián)IGBT模塊靜動態(tài)均流的方法，主要有降額法、阻抗平衡法、驅(qū)動信號一致性調(diào)整法和主動門級控制法。降額法是使并聯(lián)模塊按照一定降額系數(shù)降低模塊電流使用等級，以使并聯(lián)模塊都工作在安全區(qū)，此方法簡單易用，但浪費了并聯(lián)模塊的電流容量[1-2]；阻抗平衡法是在并聯(lián)模塊支路上串接阻抗元件來確保電流平均分配[8-10]，在模塊支路上串聯(lián)電阻可以改善靜態(tài)均流，在模塊支路串接電抗器可以改善動態(tài)均流，但串接電阻會引入損耗，串接電抗器會增大系統(tǒng)體積；驅(qū)動信號一致性調(diào)整法是調(diào)整驅(qū)動信號以使模塊具有相同的開關(guān)時刻，以改善動態(tài)均流[11-13]，主要有柵極電阻補償法和脈沖變壓器法，柵極電阻補償法簡單實用，但當(dāng)驅(qū)動信號差異過大時，會需要很大的柵極補償電阻，造成開通損耗的增加，脈沖變壓器法無法解決模塊寄生參數(shù)差異而產(chǎn)生的動態(tài)不均流；主動門極控制是通過調(diào)節(jié)門極驅(qū)動信號的驅(qū)動電壓和延時來改善靜動態(tài)均流[14-17]，但此方法大多需要采集集電極電流信號，而由于大功率應(yīng)用中通常采用減小回路寄生電感的母排連接方式，且IGBT模塊往往采用二合一的半橋封裝形式，所以電流采集很難實現(xiàn)。

本文首先基于IGBT模塊的輸出特性曲線，建立了并聯(lián)IGBT模塊的靜態(tài)模型，分析了引起靜態(tài)電流不均衡的主要因素，指出靜態(tài)均流的影響因素主要是IGBT模塊的輸出特性，并通過調(diào)整柵壓法及外加阻抗法改善了靜態(tài)不均流。然后基于IGBT模塊的分布參數(shù)模型，建立了并聯(lián)IGBT模塊的動態(tài)模型，分析了影響動態(tài)不均流的主要因素，指出動態(tài)均流的影響因素主要是并聯(lián)IGBT模塊的開通延遲差異及門極驅(qū)動電壓，通過柵極電阻補償法改善了動態(tài)不均流，并提出了一種基于模塊參數(shù)的主動門極控制均流方法。文中搭建了實驗平臺，通過2只IGBT（1 200 V/300 A）并聯(lián)的實驗研究證明了模型的正確性和靜動態(tài)均流方法的有效性。

1 實驗平臺

并聯(lián)IGBT模塊靜動態(tài)特性測試實驗平臺示意如圖1所示。圖1中所用模塊型號為英飛凌FF300R12KT4（1 200 V/300 A）型典型 IGBT模塊，采用分立元件搭建驅(qū)動電路，驅(qū)動電平、驅(qū)動電阻、兩模塊的驅(qū)動延遲時間差均可單獨調(diào)整，使用雙脈沖法測試并聯(lián)IGBT模塊的靜動態(tài)特性，測試過程中VDC=400 V。

圖1 并聯(lián)IGBT模塊靜動態(tài)特性測試實驗平臺示意Fig.1 Sketch map of static and dynamic characteristics testing experiment platform for parallel IGBT module

2 并聯(lián)IGBT靜態(tài)模型及均流方法

2.1 并聯(lián)IGBT靜態(tài)模型

并聯(lián)穩(wěn)態(tài)條件下，2個輸出特性不一致的管子T1、T2直接并聯(lián)運行時的電流分配情況如圖2所示。

圖 2 中，Vo1，Vo2分別是 T1，T2的集電極電流為零時對應(yīng)的集射極電壓 VCE；ΔV1，ΔV2分別是電流為IC2，IC1

時對應(yīng)的兩管通態(tài)電壓變化量。T1和T2的輸出特性可近似描述如下：

其中：

由于 T1、T2并聯(lián)，所以有

圖2 IGBT模塊直接并聯(lián)時的靜態(tài)均流特性示意Fig.2 Sketch map of static current sharing characteristic when IGBT modules shunt directly

其中，ICtot為通過 T1、T2的集電極電流之和，所以，流過T1、T2的集電極電流可分別表示為

2.2 并聯(lián)IGBT靜態(tài)均流方法

由IGBT并聯(lián)靜態(tài)均流模型可知，靜態(tài)均流的影響因素主要是IGBT模塊的輸出特性，通過相同的電流，飽和壓降VCE（sat）越大的模塊在并聯(lián)時分得的電流越少。輸出特性受IGBT模塊的柵極電壓控制，當(dāng)增大 VGE時，模塊的飽和壓降 VCE（sat）會減??；而回路阻抗不對稱同樣會使電路不均流。所以，影響靜態(tài)均流的因素主要有3個方面：IGBT模塊的輸出特性、IGBT模塊的柵極電壓和IGBT模塊并聯(lián)支路的阻抗特性。所以，可通過增大飽和壓降VCE（sat）大的IGBT模塊的驅(qū)動?xùn)艍夯驕p小飽和壓降VCE（sat）小的IGBT模塊的驅(qū)動?xùn)艍簛砀纳破潇o態(tài)不均流。在并聯(lián)時分得電流大的支路串阻抗同樣可以改善靜態(tài)不均流。

2.2.1 調(diào)整柵壓法

從IGBT模塊的輸出特性可知，IGBT模塊柵極電壓對并聯(lián)穩(wěn)態(tài)均流存在影響，柵極電壓越高，流過IGBT模塊的電流越大，且電流越大，柵極電壓的影響越明顯。IGBT模塊T1、T2的輸出特性比較如圖3所示，由圖可知通過相同電流時，模塊T1的飽和壓降 VCE（sat）較小。 并聯(lián) IGBT 模塊 T1、T2應(yīng)用相同和不同驅(qū)動?xùn)艍翰ㄐ稳鐖D4所示。通過對比可知，減小模塊T1驅(qū)動電壓，并聯(lián)模塊靜態(tài)不均流情況明顯改善。

圖3 IGBT模塊T1、T2輸出特性Fig.3 Output characteristic of IGBT modules T1and T2

圖4 并聯(lián)IGBT模塊應(yīng)用相同與不同驅(qū)動?xùn)艍翰ㄐ蜦ig.4 Waveforms of paralleled IGBT modules with same and different gate voltages

2.2.2外加阻抗法

穩(wěn)態(tài)分析時，IGBT模塊可以近似等效為電壓源串聯(lián)阻抗元件。兩條支路的總和電流等于濾波電感電流，IGBT模塊并聯(lián)支路的阻抗特性會影響兩條支路的電流均分。在電流較大的并聯(lián)支路中串入阻抗可以一定程度上改善并聯(lián)的穩(wěn)態(tài)不均流度。

外加阻抗法示意如圖5所示。在電流較大的并聯(lián)支路1中串入電阻R=0.25 mΩ，保持柵壓相同，VGE1=VGE2=15 V并聯(lián)IGBT模塊靜態(tài)均流外加阻抗法波形如圖6所示，與圖4（a）對比可以看出，串入阻抗法可以明顯地改善IGBT模塊并聯(lián)的靜態(tài)不均流度。

但串入阻抗法是一種消耗性的均流策略，會降低系統(tǒng)的整體效率，所以實際應(yīng)用中并不是額外引入阻抗。多個并聯(lián)IGBT模塊采用較長的銅排連接時，銅排的空間結(jié)構(gòu)會使并聯(lián)支路的回路阻抗不相等，從而影響到模塊的并聯(lián)均流[18]，可以考慮使模塊飽和壓降與支路阻抗匹配來改善靜態(tài)均流。

圖5 外加阻抗法示意Fig.5 Sketch map of applied impedance method

圖6 并聯(lián)IGBT模塊靜態(tài)均流外加阻抗法波形Fig.6 Waveforms of static current sharing with applied impedance when IGBT modules parallel

3 并聯(lián)IGBT動態(tài)模型及均流方法

3.1 并聯(lián)IGBT模塊動態(tài)模型開通過程分析

并聯(lián)IGBT開通過程測試電路見圖1，集-射極電壓vCE和兩并聯(lián)IGBT模塊集電極電流iC1、iC2的波形示意如圖7所示。由于兩IGBT模塊是并聯(lián)工作狀態(tài)，所以其上vCE保持一致，開通過程中，由于電流變化率di/dt較大，在雜散電感Le作用下，vCE會首先下降。

兩IGBT模塊分布參數(shù)存在差異，即開通過程存在延遲情況，如圖7所示。由圖7可見，IGBT模塊2較模塊1開通存在Δtd延遲；模塊1先開通，經(jīng)過延時時間Δtd，模塊2開通；到t2時刻，兩IGBT模塊總電流達到額定電流，t1～t2為模塊2電流上升階段，t1-Δtd～t2為模塊1電流上升階段；此后為二極管反向恢復(fù)過程及進入飽和區(qū)。將并聯(lián)IGBT模塊動態(tài)均流過程分為4個階段。

（1）開通延遲階段（0～t1）

由單管 IGBT 的簡化參數(shù)模型[13，19]可知，開啟電壓VGE（th）、 柵極電阻RG和等效輸入電容 （CGE+CGC） 對延遲時間 td（on）有直接影響。IGBT 模塊 T2在t1時刻達到其開啟電壓 VGE（th）2，而模塊 T1比 T2提前Δtd到達其開啟電壓 VGE（th）1，所以模塊 T1較模塊 T2提前Δtd開通，兩者的延遲時間差為

其中：

圖7 并聯(lián)IGBT模塊開通過程示意Fig.7 Sketch map of paralleled IGBT modules during turn-on

（2）集電極電流上升階段（t1～t2）

t1時刻，IGBT模塊T2的集電極電流開始上升，而IGBT模塊T1的集電極電流已經(jīng)較T2提前上升了Δtd時間?？紤]發(fā)射極寄生電感Le的影響，兩模塊的集電極電流上升率diC1/dt和diC2/dt分別[3]為

式中：Ci為此階段的等效輸入電容；gfs為正向轉(zhuǎn)移率。

在此階段結(jié)束時全部負載電流會換流到并聯(lián)IGBT模塊，續(xù)流二極管開始關(guān)斷，兩IGBT模塊間的電流關(guān)系為

（3）二極管反向恢復(fù)階段（t2～t3）

電流換流到IGBT模塊后續(xù)流二極管進入反向恢復(fù)階段，兩IGBT模塊集電極電流出現(xiàn)的過沖即是二極管進入反向恢復(fù)電流。

（4）二極管反向恢復(fù)階段（t3～t4）

兩IGBT模塊進入飽和區(qū)，兩模塊間的電流差異及不均流度為

3.2 并聯(lián)IGBT動態(tài)均流方法

3.2.1 柵極電阻補償法

由前述分析可知，調(diào)節(jié)柵極驅(qū)動電阻可以改變驅(qū)動電路的充電時間常數(shù)，進而改變延遲時間的差異，可改善參數(shù)不一致而引起的開通過程不均流，其方法示意如圖8所示。

并聯(lián)IGBT模塊柵極驅(qū)動電阻相同，即Rg1=Rg2=8.2 Ω時，其開通過程波形如圖9（a）所示，兩者動態(tài)不均流度較大；T1模塊加入補償柵極電阻ΔRg=0.9 Ω后的波形如圖9（b）所示。由二者比較可知，動態(tài)不均流度有所改善。柵極電阻補償法可以較好地解決由于并聯(lián)IGBT模塊寄生參數(shù)的不一致而產(chǎn)生的動態(tài)不均流。

圖8 柵極電阻補償法示意Fig.8 Sketch map of applied gate resistances method

圖9 并聯(lián)IGBT模塊動態(tài)均流柵極電阻補償法波形Fig.9 Waveforms of dynamic sharing current gate resistances compensation method for IGBT modules parallel

3.2.2 基于器件參數(shù)的主動門極控制法

主動門極控制方法往往需要采集模塊的集電極電流，而由于大功率應(yīng)用中通常采用母排連接，以減小回路寄生電感，IGBT模塊的封裝往往采用半橋形式，電流采集很難實現(xiàn)，但模塊參數(shù)的測量往往有很成熟的平臺[20-21]。通過前述的并聯(lián)IGBT模塊動態(tài)均流模型，在已知模塊參數(shù)差異性的情況下，可以直接得到延遲時間的補償，通過調(diào)整驅(qū)動信號的延遲可以改善并聯(lián)IGBT模塊的動態(tài)均流?；趨?shù)法的主動門極控制方法如圖10所示。

圖10 基于參數(shù)法的主動門極控制方法Fig.10 Active gate control method based on parameterized IGBT model

IGBT模塊型號為英飛凌FF300R12KT4，模塊參數(shù)可以從datasheet或測試得到。計算不均流度的主要參數(shù)如下所示：RG1=10.7 Ω；RG2=12.5 Ω；VGE=15 V；VGE（th）1≈VGE（th）2=6.7 V；Cies1≈Cies2=CGE+CGC=19.0 nF（在延遲開通階段）；0～t1，diC1/dt≈diC2/dt=700 A/μs（集電極電流上升階段）；兩模塊ΔRG=1.8 Ω，其他特性相差不大，由并聯(lián)IGBT模塊動態(tài)均流模型可得兩者的延遲時間為

考慮到集電極電流上升率di/dt的變化，延遲時間留有一定裕量，取Δtd=30 ns，加入延遲時間補償前后的波形對比圖如圖11所示。由圖可看出，動態(tài)均流情況明顯改善。

圖11 加入延遲時間的主動門級控制法波形Fig.11 Waveforms of active gate control method with delay time compensation

4 結(jié)語

IGBT模塊在并聯(lián)使用時主要需要解決的問題是靜態(tài)不均流和動態(tài)不均流。靜態(tài)均流的影響因素主要有模塊輸出特性、柵極電壓、并聯(lián)支路阻抗，其中模塊輸出特性對于靜態(tài)均流的影響最大，柵極電壓和并聯(lián)支路阻抗同時可以作為改善并聯(lián)不均流的措施。動態(tài)均流的影響因素主要有模塊開啟電壓、寄生電容、驅(qū)動電阻和驅(qū)動信號延時等，其最終可等效為并聯(lián)IGBT模塊的開通延遲差異。本文中采用的調(diào)整柵壓法及外加阻抗法改善了靜態(tài)不均流，采用的柵極電阻補償法改善了動態(tài)不均流，并提出了一種基于模塊參數(shù)的主動門極控制動態(tài)均流方法，實驗驗證了以上方法的有效性和可行性。

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