夏 炎 ，劉紅翠，王建飛，李樹安

（1.西南交通大學(xué)磁浮列車與磁浮技術(shù)研究所，成都 610031；2.西華大學(xué)電氣工程系，成都 611732；3.中國(guó)人民解放軍77680部隊(duì)，林芝 860500）

引言

電火花堆焊技術(shù)EDD（EDM of deposition）在冷焊接領(lǐng)域有著重要應(yīng)用。EDD修復(fù)儀（俗稱焊機(jī)）的研制正向著功率等級(jí)高、可控性強(qiáng)、數(shù)字與自動(dòng)化水平高、尋求堆焊速度與工藝平衡、穩(wěn)定性和可靠性較好的方向發(fā)展[1]。小功率EDD輔助電源采用單相交流電作為輸入電源，整流降壓后為電焊槍直流電機(jī)和驅(qū)動(dòng)模塊供電，受機(jī)箱體積和現(xiàn)場(chǎng)工作環(huán)境限制，要求輔助電源具有較小的體積和較高的供電可靠性。采用數(shù)字控制后，還要作為芯片和控制模塊的電源，進(jìn)一步增加了電源的功率等級(jí)和輸出路數(shù)。提高電源的開關(guān)頻率可有效減小電源體積，傳統(tǒng)的硬開關(guān)電源在高頻時(shí)，開關(guān)損耗非常大，且功率密度小，效率低，可靠性差。針對(duì)上述缺陷，設(shè)計(jì)了一款采用定頻LLC諧振變換器加同步Buck兩級(jí)拓?fù)涞妮o助電源，利用LLC軟開關(guān)電源功率密度大，轉(zhuǎn)換效率高的優(yōu)點(diǎn)，轉(zhuǎn)換效率達(dá)到鉑金（80 Plus）要求。滿足了多路輸出間電氣隔離，輸出電壓受負(fù)載影響小，魯棒性好等優(yōu)點(diǎn)，非常符合EDD修復(fù)儀的應(yīng)用要求。

1 數(shù)字EDD修復(fù)儀輔助電源

1.1 輔助電源設(shè)計(jì)要求

數(shù)字EDD修復(fù)儀輔助電源，要求在提供多種輸出電壓的同時(shí)滿足各支路間電氣隔離的要求。表1為修復(fù)儀部分組件供電電壓值以及相應(yīng)功率需求，焊槍直流電機(jī)是修復(fù)儀主要的動(dòng)力部分，耗能較多，單片機(jī)是主要控制模塊，為保證安全需留有一定的功率裕量。

表1 修復(fù)儀組件電壓、功率需求Tab.1 Voltages,powers needed of repair instrument components

1.2 輔助電源設(shè)計(jì)方案比較

EDD修復(fù)儀輔助電源往往采用增加變壓器額外副邊繞組的方法，增加輸出路數(shù)，每個(gè)繞組都有各自的整流和濾波電路。

由于電源輸出路數(shù)多且功率等級(jí)不高，傳統(tǒng)的設(shè)計(jì)方案選用應(yīng)用較為廣泛的反激式變換電路。優(yōu)點(diǎn)是電源電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，體積較小。缺點(diǎn)是：工作在硬開關(guān)模式下本身效率不高；僅有一個(gè)輸出主控，多路調(diào)節(jié)性能較差，不可控支路需加設(shè)線性LDO進(jìn)行穩(wěn)壓，效率進(jìn)一步降低，總體效率很難超過80%；發(fā)熱現(xiàn)象十分嚴(yán)重，熱損壞機(jī)率非常大，不太適合EDD修復(fù)儀復(fù)雜的工作環(huán)境。

圖1 基于反激的線性LDO多路輸出電源Fig.1 LDO multi-output converter based on fly back to pology

縮小DC-DC變換器體積的可行方式有提高開關(guān)頻率，但高頻時(shí)，開關(guān)損耗嚴(yán)重，LLC諧振變換器作為一種軟開關(guān)電源，利用諧振效應(yīng)，只要在諧振頻率fr的一定帶寬內(nèi)，全負(fù)載均可實(shí)現(xiàn)原邊開關(guān)管零電壓導(dǎo)通（ZVS），副邊整流管自然零電流關(guān)斷（ZCS），具有功率密度大，轉(zhuǎn)換效率高，輸入電壓范圍較寬等優(yōu)點(diǎn)[2-4]。為保證支路負(fù)載突變后，系統(tǒng)調(diào)節(jié)的可靠性，采用前級(jí)定頻LLC-SRC、后級(jí)同步Buck兩級(jí)拓?fù)洌鐖D2所示。

圖2 定頻雙諧振兩級(jí)LLC多路輸出電源Fig.2 Two stages fixed freguency multi-output converter based on LLC

該方案兼顧了LLC諧振變換器的各種優(yōu)點(diǎn)，原邊采用定頻開環(huán)而不是PFM閉環(huán)調(diào)制模式，是因?yàn)橐着cBuck級(jí)PWM調(diào)制造成相互干擾，造成補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)PI設(shè)計(jì)復(fù)雜化。副邊采用中抽式而非全橋，進(jìn)一步減少了損耗，但也導(dǎo)致了單個(gè)變壓器需要更多引腳，為滿足繞制要求往往選用骨架較大的變壓器，造成容量浪費(fèi)?；谏鲜鲈?，采用雙諧振拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，采用兩個(gè)諧振網(wǎng)絡(luò)傳遞能量，降低對(duì)變壓器的容量和骨架引腳數(shù)要求，便于選型。雙諧振LLC變換器是在單諧振拓?fù)涞幕A(chǔ)上衍生出來的，基本原理與工作特性和單諧振時(shí)完全相同。本文重點(diǎn)分析了雙諧振LLC等效電路及其相關(guān)參數(shù)。

2 定頻雙諧振兩級(jí)LLC輔助電源

2.1 雙諧振定頻LLC電路

雙諧振LLC變換器可以看成由2個(gè)單諧振網(wǎng)絡(luò)疊加構(gòu)成，諧振網(wǎng)絡(luò)交流等效電路[5-6]如圖3所示。

圖3 半橋LLC諧振變換器交流等效電路Fig.3 Ac equivalent circuit of half-bridge LLC SRC

圖中，Lm為勵(lì)磁電感，Lr為串聯(lián)諧振電感，Cr為諧振電容，n為匝比，Rac為實(shí)際負(fù)載RL由變壓器的二次側(cè)折算到一次側(cè)的等效交流阻抗。則諧振頻率fr、品質(zhì)因數(shù)Q和等效阻抗Rac的計(jì)算公式分別為

當(dāng)fs=fr1=fr2時(shí)，上下諧振網(wǎng)絡(luò)的諧振電容電壓、諧振電感電流波形對(duì)稱，均為標(biāo)準(zhǔn)正弦波，相位延遲90°，典型的工作波形如圖4所示。

根據(jù)LLC諧振變換器的特性，LLC諧變換器變換效率較高時(shí)，K=Lm/Lr諧振系數(shù)較大。因?yàn)長(zhǎng)m較大時(shí)，勵(lì)磁電流Im較小，關(guān)斷電流減小，關(guān)斷損耗較小，本文取K=6。由于始終工作在諧振點(diǎn)，則電壓增益 M=nVo/Vin恒為 1。

圖4 雙諧振LLC變換器典型波形Fig.4 Typical waveforms of double resonant LLC converter

2.2 同步Buck級(jí)反饋補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計(jì)

考慮到各支路電氣隔離和供電可靠性要求，同步Buck級(jí)的五路輸出均采用電壓型閉環(huán)PWM控制，如圖1所示。為了簡(jiǎn)化電路，采用具有驅(qū)動(dòng)能力的控制芯片，無(wú)需額外驅(qū)動(dòng)電路。為提高系統(tǒng)響應(yīng)速度，采用含3個(gè)極點(diǎn)、2個(gè)零點(diǎn)的補(bǔ)償器設(shè)計(jì)，補(bǔ)償器框圖如圖5所示。

圖5 3極點(diǎn)、2零點(diǎn)補(bǔ)償器框圖Fig.5 Block diagram of three poles,two zeros componsater

以副邊同步Buck級(jí)+24 V輸出為例,在最大輸入電壓、滿載條件下，代入相應(yīng)的電路參數(shù)可得補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)補(bǔ)償前和補(bǔ)償后的Bode圖，如圖6所示。圖6中，補(bǔ)償前的相位裕量為5°,補(bǔ)償后達(dá)到74.5°，滿足系統(tǒng)穩(wěn)定要求，低頻時(shí)增益較大，穩(wěn)態(tài)誤差較小。

圖6 +24 V輸出校正Bode圖Fig.6 Correction Bode of+24 V output

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 參數(shù)設(shè)計(jì)

參考實(shí)際情況，雙諧振定頻LLC變換器K=6，Q=0.5，相應(yīng)的諧振網(wǎng)絡(luò)參數(shù) Lm1=Lm2=211.1 μH，Lr1=Lr2=35.2 μH，Cr1=Cr2=32 nF，fr=150 kHz，變壓器原副邊的匝比 T1取 35∶8∶4，T2取 35∶2∶5∶5。開關(guān)管選用IPP60R099型MOSFET，芯片選用 TI公司的UCC25600。同步Buck級(jí)頻率固定200 kHz，除+5 V支路驅(qū)動(dòng)芯片選用LM2747，其他支路選用NCP1034控制，開關(guān)管選用IRLR3636，為了縮減電源體積，濾波電感采用威世公司的IHLP4040貼片系列。

輸入電壓范圍AC190～AC242 V/50 Hz，額定值A(chǔ)C220 V,額定功率177 W，電源尺寸18 cm×12.5 cm的樣機(jī)，如圖7所示。樣機(jī)在帯額定負(fù)載時(shí)，各電壓等級(jí)的額定電流如表2所示。

圖7 177 W樣機(jī)實(shí)物Fig.7 Converter prototype with rated power 177 W

表2 額定功率負(fù)載電流Tob.2 Load currents at rated power condition

3.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

雙諧振LLC半橋電路開關(guān)管驅(qū)動(dòng)電壓vQ1gs和vQ2gs波形如圖8所示，為防止半橋上下開關(guān)管同時(shí)導(dǎo)通，設(shè)定死區(qū)時(shí)間為td=400 ns。額定輸入AC220 V時(shí)（未特殊說明均指額定輸入），開關(guān)管Q2的漏源級(jí)電壓uQ2gs、電流iQ2的波形如圖9所示。從圖中可以看出Q2能夠在零電壓條件下實(shí)現(xiàn)導(dǎo)通，開關(guān)周期 T=6.75 μs，對(duì)應(yīng)頻率 148.1 kHz，諧振網(wǎng)絡(luò)近似工作在fs=fr條件下。

圖8 額定輸入，半橋Q1、Q2管驅(qū)動(dòng)電壓波形uQ1gs、uQ2gsFig.8 Waveforms of uQ1gs,uQ2gsfor half bridge Q1,Q2 drive voltage with rated input

圖9 滿載時(shí)，半橋Q2管漏源級(jí)電壓uQ2gs電流iQ2波形Fig.9 Waveforms of uQ2gsand iQ2for Q2drain source voltage with full load

圖10 +24 V/3 A滿載，二極管D10電壓uD10，電流iD10波形Fig.10 Waveforms of uD10，iD10for D10voltage with+24 V/3 A full load

圖11 諧振電容Cr2電壓uCr2波形Fig.11 Waveform of uCr2for Cr2

圖12 +24 V/3 A滿載時(shí)Q09、Q10管驅(qū)動(dòng)電壓 uQ09gs、uQ10gs波形Fig.12 Waveform of uQ09gs,uQ10gsfor Q09,Q10drive voltage with+24 V/3 A full load

圖13 滿載時(shí)Buck級(jí)輸出電壓+15 V1、+15 V2、+5 V、+24 V 波形Fig.13 Waveforms of+15 V1,+15 V2,+5 V,+24 V for Buck stage with full load

+24 V/3 A輸出支路副邊不可控整流二級(jí)管D10電壓uD10、電流iD10波形如圖10所示。從圖中可以看出二極管能夠自然地實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷，這有助于減小二極管關(guān)斷損耗，此時(shí)測(cè)得周期T′=6.73 μs。圖11是諧振電容通Cr2兩端電壓uCr2波形，由于工作在諧振狀態(tài)，波形呈現(xiàn)正弦，電壓有效值為VCr2=154.7 V，占空比接近D=0.5，所以諧振電容兩端電壓有效值為1/2Vin，與實(shí)際相符。圖12為相應(yīng)Buck級(jí)開關(guān)管uQ09gs、uQ10gs驅(qū)動(dòng)電壓波形，實(shí)測(cè)頻率為198.5 kHz。圖13為滿載條件下，在同步Buck級(jí)+15 V1、+15 V2、+5 V、+24 V 多路輸出的情況時(shí)，電壓波動(dòng)較小，說明系統(tǒng)具有良好的帯載能力，穩(wěn)壓效果明顯。

額定輸入時(shí)，負(fù)荷率從20%到100%的效率曲線見圖14。要使電源達(dá)到鉑金效率等級(jí)要求，帶載情況為滿負(fù)荷20%、50%、100%時(shí)轉(zhuǎn)換效率不得低于90%、92%、89%，實(shí)測(cè)值為 90.03%、92.11%、91.87%。符合鉑金電源轉(zhuǎn)換效率的要求。

圖14 額定輸入時(shí)效率隨負(fù)載變化曲線Fig.14 Efficiency changing curve following with load in rated input

4 結(jié)論

新式EDD修復(fù)儀輔助電源，具有體積較小，效率較高等優(yōu)點(diǎn)。

（1）原邊用LLC諧振拓?fù)淙〈醇び查_關(guān)模式；

（2）副邊采用同步Buck替代線性LDO進(jìn)行穩(wěn)壓，功率等級(jí)更高，損耗更??；

（3）用雙變壓器替代單個(gè)變壓器，降低多路輸出時(shí)對(duì)骨架引腳數(shù)要求，選型方便、容量利用充分，便于PCB布線。

采用兩級(jí)結(jié)構(gòu)，每級(jí)不可避免會(huì)有額外損耗，限制了效率的進(jìn)一步提高。額定輸入時(shí)，負(fù)載在滿載20%以上時(shí)，電源的效率始終保持在90%以上，能夠滿足鉑金版效率要求。

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