陰歡歡

0 引言

GPS接收機(jī)是用戶接收GPS信號(hào)的主要工具，GPS接收機(jī)射頻前端是GPS接收機(jī)的基礎(chǔ)［1］。整個(gè)GPS接收機(jī)的后續(xù)信號(hào)處理的效果取決于射頻前端電路性能的好壞，射頻前端對(duì)接收靈敏度具有直接決定作用［2］。因此對(duì)GPS接收機(jī)射頻前端展開研究和設(shè)計(jì)，使其滿足后級(jí)的需求是具有重要的意義。

GPS射頻前端主要功能是對(duì)從GPS接收天線接收到的微弱的GPS信號(hào)、進(jìn)行一系列放大、下變頻和濾波等，使中頻輸出滿足后端相關(guān)電路正常工作的需要［3］。電路主要由低噪聲放大器(LNA，Low－Noise Amplifier)、混頻器、濾波器、鎖相環(huán)頻率合成器、中頻放大器等器件組成。

本文從三種典型的射頻前端結(jié)構(gòu)中選擇了較易實(shí)現(xiàn)的超外差結(jié)構(gòu)，并以GP2015為核心，采用多次優(yōu)化濾波，經(jīng)過電路仿真和可行性驗(yàn)證之后，設(shè)計(jì)出了一種射頻前端電路，為GPS接收機(jī)的射頻信號(hào)接收提供了一種解決方案，并大大地提高了接收機(jī)的抗干擾能力。

1 系統(tǒng)總體設(shè)計(jì)

本系統(tǒng)采用“超外差”結(jié)構(gòu)三級(jí)混頻設(shè)計(jì)，其電路原理框圖［4］如圖1所示。GPS接收機(jī)天線不僅接收到衛(wèi)星信號(hào)同時(shí)也接收到周圍的環(huán)境噪聲，首先將包含噪聲的GPS信號(hào)，經(jīng)過前置射頻濾波器，保留GPS信號(hào)，濾掉帶外不需要的噪聲信號(hào);其次將濾波以后的GPS信號(hào)送入低噪聲放大器進(jìn)行放大，該放大器盡可能地放大信號(hào)，同時(shí)引入的噪聲盡可能小，也就是要求噪聲系數(shù)盡可能小。將低噪聲放大器輸出的信號(hào)送入三級(jí)混頻器，三級(jí)混頻器的本振［5］依次為鎖相環(huán)提供1 400 MHz、140 MHz和31．111 MHz的振蕩信號(hào)，GPS信號(hào)第一級(jí)混頻器下混頻的輸出作為第二級(jí)混頻器的輸入，第二級(jí)混頻器的下混頻的輸出作為第三級(jí)混頻的輸入，混頻輸出由外置濾波器進(jìn)行選頻，三級(jí)混頻輸出的各級(jí)中心頻率依次為175．42 MHz、35．42 MHz和4．309 MHz的信號(hào)。鎖相環(huán)的參考時(shí)鐘為本地10 MHz晶振信號(hào)。

圖1 射頻前端結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)Fig．1 Design of RF front－ end structure

1． 1 電路結(jié)構(gòu)的選擇

GPS射頻前端電路有三種典型的結(jié)構(gòu)，分別為:超外差式結(jié)構(gòu)(Super－Heterodyne Architecture)、直接下變頻式結(jié)構(gòu)(Direct－Conversion－Architecture)和低中頻變頻式結(jié)構(gòu)(Low－IF－Architecture)［6］。這三種結(jié)構(gòu)各有優(yōu)缺點(diǎn)，下面介紹三種射頻前端的結(jié)構(gòu)。

1．1．1 超外差式結(jié)構(gòu)

超外差式射頻前端通過多次下變頻，將射頻頻點(diǎn)轉(zhuǎn)換到較低的頻點(diǎn)上，此時(shí)只需要低Q值的濾波器即可完成信號(hào)選擇。超外差式射頻前端信號(hào)選擇性好，可以完成微弱信號(hào)在強(qiáng)干擾背景下提取，但每次下變頻會(huì)產(chǎn)生鏡像信號(hào)，導(dǎo)致中頻信號(hào)惡化，因此每次混頻前要求鏡頻抑制。由于單級(jí)鏡頻抑制能力有限，因此常將超外差式射頻前端設(shè)計(jì)成多級(jí)混頻滿足鏡頻抑制能力要求。

多級(jí)混頻具有以下優(yōu)點(diǎn):

1)減小高頻有源濾波器的Q值，有利于系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)。

2)避免一次混頻的不穩(wěn)定性，將射頻信號(hào)變到中頻處理，降低難度。

3)鏡像抑制較一次混頻能力強(qiáng)。

1．1．2 零中頻結(jié)構(gòu)

零中頻結(jié)構(gòu)直接將射頻信號(hào)下變頻到基帶［6］，由于鏡像信號(hào)也是信號(hào)本身，信號(hào)的上下邊帶疊加在一起，不可分離;由于上下邊帶不完全一致，需要正交混頻實(shí)現(xiàn)IQ兩路混頻輸出。零中頻接收機(jī)的特點(diǎn)是:

1)要求正交的本振信號(hào)達(dá)到對(duì)鏡像信號(hào)的抑制，需要IQ正交兩路。

2)無需高Q值的射頻或者中頻帶通濾波器，避免了外差式射頻前端的主要缺點(diǎn)。

3)IQ混頻后的所需低通濾波器容易實(shí)現(xiàn)。4)A/D轉(zhuǎn)換器在基帶頻率范圍內(nèi)采樣，要求較低。綜上所述，零中頻射頻外接元件少，功耗低，易于集成，但零中頻結(jié)構(gòu)也帶來了一些新的問題，主要有:

1)直流偏移(DC Offset)

由于混頻器各個(gè)端口有限的通道隔離能力，本振信號(hào)會(huì)泄漏到混頻器的射頻輸入口，從而與本振信號(hào)進(jìn)行混頻，輸出產(chǎn)生直流分量。由于輸入射頻信號(hào)較小，該直流分量就會(huì)掩蓋混頻輸出信號(hào)，導(dǎo)致后級(jí)無法工作。

2)正交失配(I/Q Mismatch)

混頻器端要求本振信號(hào)相位正交，幅度相同，因此正交性能差的相位和幅度會(huì)嚴(yán)重影響基帶信號(hào)的數(shù)據(jù)判決，從而增加系統(tǒng)的誤碼率性能，尤其高頻時(shí)更為嚴(yán)重。

1．1．3 低中頻結(jié)構(gòu)

低中頻接收機(jī)與零中頻接收機(jī)類似，通過正交下變頻來完成鏡像信號(hào)抑制，將信號(hào)下變到較低中頻處。由于不是下變頻到基帶，因此直流失調(diào)就可以大大減小?；祛l器端口不匹配和本振信號(hào)的相位非正交性和幅度不平衡性是抑制鏡像信號(hào)能力減弱的主要原因，此時(shí)需要加入其他元件來增強(qiáng)抑制。同時(shí)鏡像信號(hào)的正頻率分量也出現(xiàn)在低中頻上，與有用信號(hào)組成“一對(duì)”信號(hào)，對(duì)應(yīng)頻譜上的一對(duì)正負(fù)頻率，因此，還需要在低中頻上消除這個(gè)對(duì)稱信號(hào)。

綜上所述，可以得出射頻前端結(jié)構(gòu)選擇的基本準(zhǔn)則如下:零中頻和低中頻結(jié)構(gòu)要求的射頻元件少，結(jié)構(gòu)簡單。零中頻結(jié)構(gòu)無需抑制鏡像信號(hào)，但存在直流漂移和正交失配問題，適合基帶信號(hào)的工作帶寬較寬的情況。低中頻無直流漂移問題，但鏡像抑制能力差受限于I/Q的幅度和相位不匹配。外差式雖然電路復(fù)雜，但是無直流漂移問題，鏡像抑制能力強(qiáng)，工作穩(wěn)定，可以滿足高指標(biāo)的單片集成，因此采用外差式結(jié)構(gòu)是可行的。

1． 2 電路仿真

利用ADS2008軟件工具為該超外差式設(shè)計(jì)進(jìn)行系統(tǒng)建模［7］，如圖2所示。

圖2 系統(tǒng)建模Fig．2 System modeling

接收機(jī)的頻帶選擇性仿真如圖3所示。從圖3中可以看出，接收機(jī)在射頻濾波器中心頻率處有37．318 dB的最大增益(LNA的增益減去微波帶通濾波器的插入損耗)。在偏離中心頻率70 MHz處有80 dB左右的衰減。在接收機(jī)射頻前端通帶內(nèi)波動(dòng)不超過0．2 dB。

圖3 頻帶選擇性仿真結(jié)果Fig．3 Frequency selective simulation results

接收機(jī)系統(tǒng)增益仿真結(jié)果如圖4所示。此增益預(yù)算仿真在交流分析中進(jìn)行，通過這個(gè)仿真，可以得出系統(tǒng)總增益在各個(gè)模塊中的分配情況。

圖4 系統(tǒng)增益仿真結(jié)果Fig．4 System gain simulation results

接收機(jī)下變頻輸出如圖5所示。

圖5 下變頻仿真結(jié)果Fig．5 Down － conversion simulation results

圖5展示了通過諧波平衡仿真演示接收機(jī)的下變頻如何將射頻信號(hào)的頻譜搬移到低中頻輸出，射頻輸入信號(hào)的載頻為1 575．42 MHz被依次搬移到了175．42 MHz、35．42 MHz、4．309 MHz的中頻，并且信號(hào)得到了大約136 dB的增益。

1． 3 濾波器設(shè)計(jì)

由于在GPS信號(hào)工作頻帶內(nèi)存在移動(dòng)電話信號(hào)、電視發(fā)射信號(hào)和尋呼機(jī)信號(hào)等干擾信號(hào)，甚至其它發(fā)射機(jī)的鏡像頻率也存在GPS工作的頻率范圍內(nèi)，因此射頻前端芯片需要多次優(yōu)化濾波，盡可能提高接收機(jī)抗干擾能力，除了接收必要的GPS信號(hào)外，盡可能抑制帶外干擾和噪聲能量使系統(tǒng)免受其干擾。舉例來說，僅比GPS載波頻率低數(shù)百兆赫茲的空控雷達(dá)發(fā)出的強(qiáng)脈沖信號(hào)就會(huì)給GPS接收機(jī)造成極大干擾，使其無法工作。因此射頻前端的多次濾波，輸出中頻的各頻點(diǎn)進(jìn)行濾波，可以提高接收機(jī)的靈敏度。

1． 4 混頻器設(shè)計(jì)

混頻器在這個(gè)電路作用是實(shí)現(xiàn)頻率變換，也就是射頻信號(hào)的下變頻。下變頻轉(zhuǎn)換是通過把GPS信號(hào)與頻率合成器產(chǎn)生的正弦信號(hào)相混頻完成的。在中心頻率的所有調(diào)制的信號(hào)信息都被轉(zhuǎn)移到中頻信號(hào)上。第一級(jí)射頻信號(hào)輸入與鎖相頻率合成器合成的1 400 MHz的本地振蕩信號(hào)混頻，輸出經(jīng)外接175．42 MHz濾波器濾波后，得到帶外抑制的175．42 MHz的混頻信號(hào)。第二級(jí)混頻器將140 MHz的本地振蕩信號(hào)與第一級(jí)輸出的175．42 MHz的混頻信號(hào)進(jìn)行再次混頻得到35．42 MHz的混頻信號(hào)，經(jīng)濾波后輸出所需中心頻率為4．309 MHz的中頻信號(hào)。

1． 5 鎖相環(huán)頻率合成部分的設(shè)計(jì)

鎖相合成器的參考信號(hào)為10 MHz晶振信號(hào)，由鎖相環(huán)合成1 400 MHz信號(hào)，然后10、45分頻得到140 MHz和31．111 MHz的本振。

由于射頻前端電路中，輸出信號(hào)穩(wěn)定與否與混頻器的性能，尤其是鎖相環(huán)頻率合成器的穩(wěn)定度有很大的關(guān)聯(lián)。為了使鎖相環(huán)輸出更加穩(wěn)定，使用溫度補(bǔ)償晶振TCXO。

2 PCB板設(shè)計(jì)

為了降低成本及簡化設(shè)計(jì)，本系統(tǒng)采用雙層板來完成。信號(hào)的中心頻率為1 575．42 MHz，對(duì)應(yīng)的波長為0．19 m，與電路元件的尺寸相差不大。射頻信號(hào)走線采用微帶線形式，由于頻率比較高，需采用分布式參數(shù)模型，因此，要先對(duì)微帶線的阻抗特性進(jìn)行計(jì)算。

2． 1 微帶線的計(jì)算

微帶線是一根帶狀導(dǎo)線，由位于接地層上由電介質(zhì)隔開的印制導(dǎo)線組成。特性阻抗［8］由其厚度、寬度、微帶線與地層的距離以及電介質(zhì)的介電常數(shù)共同決定。

本系統(tǒng)電路采用羅杰斯公司的ROGer4350B型高頻板材，它的介電常數(shù)εr=3．48。介質(zhì)厚度H=20 mil，銅箔厚度 T=35 um=1．38 mil。利用 Agilent公司的EDA軟件AppCAD軟件計(jì)算微帶線的寬度，輸入?yún)?shù)即可，可以大大減少設(shè)計(jì)難度和開發(fā)周期。AppCAD簡單易用，計(jì)算簡單快速，適合很多的射頻、微波和無線設(shè)計(jì)應(yīng)用中的工程計(jì)算，是獨(dú)特的射頻設(shè)計(jì)工具軟件。

板材工作頻率1 575．42 MHz，特性阻抗為50Ω，覆銅間距為75毫英寸，微帶線的寬度為49．35毫英寸，如圖6所示。因此電路板中GPS信號(hào)的傳輸導(dǎo)線線寬設(shè)定為49．35毫英寸。在此線寬下，射頻信號(hào)沒有反射波。

圖6 GPS信號(hào)線寬計(jì)算Fig．6 Line width calculation of GPSsignal

3 電路測試

最終的主要電路如圖7所示，主要對(duì)信號(hào)輸出幅度測試，鏡像抑制測試和GPS L1信號(hào)接收測試。測試儀器主要有:ROHDE＆＆SCHWARZ頻譜分析儀和AV1485射頻合成信號(hào)發(fā)生器。設(shè)置頻譜儀最大參考電平為10 dBm，RBW和VBW均為100 kHz。

圖7 GP2015主電路設(shè)計(jì)Fig．7 Design of GP2015 main circuit

3． 1 信號(hào)輸出幅度測試

給待測板加上電源，將信號(hào)發(fā)生器產(chǎn)生的1 575．42 MHz、功率為 －80 dBm信號(hào)通過 GPS射頻前端，穩(wěn)定后將GPS抗干擾射頻前端的中頻輸出信號(hào)輸入頻譜分析儀，設(shè)置觀察帶寬4 MHz，如圖8所示。

圖8 GPS射頻前端點(diǎn)弦輸入中頻信號(hào)輸出Fig．8 GPSRF front－ end points string input frequency signal output

從圖8可知，GPS射頻前端有效地將點(diǎn)弦信號(hào)進(jìn)行了下變頻和放大，放大倍數(shù)達(dá)76．7 dB，信號(hào)輸出功率達(dá)到－3．3 dBm，遠(yuǎn)遠(yuǎn)地大于基底噪聲。

3． 2 鏡像抑制能力測試

當(dāng)輸入信號(hào)鏡像頻率為1 224．58 MHz、功率為－80 dBm時(shí)，頻譜儀設(shè)置保持不變，中頻信號(hào)輸出為圖9所示。

圖9 1 224．58 MHz信號(hào)輸入中頻輸出Fig．9 1 224．58 MHz signal input frequency output

從圖8和圖9可知，通過與基底噪聲的比較，GPS射頻前端對(duì)鏡像抑制達(dá)到37 dB。并且鏡像信號(hào)的中頻輸出與基底噪聲能量相當(dāng)，可知鏡像信號(hào)抑制能力強(qiáng)。

3． 3 GPS L1 信號(hào)測試

接入 GPS L1天線，頻譜儀觀察帶寬從1～8 MHz，中頻信號(hào)輸出為圖10所示。從圖中可知，信號(hào)輸出帶寬大于2．048 MHz，阻帶帶寬不超過4．8 MHz，射頻前端有效地將GPS天線接收到的寬帶射頻信號(hào)進(jìn)行了放大。

圖10 GPSL1信號(hào)輸入中頻輸出Fig．10 GPSL1 input signal to intermediate frequency output

4 結(jié)語

本文為GPS接收機(jī)設(shè)計(jì)一個(gè)GPS射頻前端，用以接收從天線進(jìn)來的GPS L1衛(wèi)星信號(hào)。GPS信號(hào)依次經(jīng)過低噪放大、濾波、三級(jí)下變頻、中頻放大，最終變?yōu)榭晒┖蠹?jí)數(shù)字信號(hào)處理的信號(hào)。

根據(jù)測試結(jié)果可以看出，該系統(tǒng)成功實(shí)現(xiàn)了射頻信號(hào)的接收及下變頻，且輸出信號(hào)幅度達(dá)到－3．3 dBm，鏡像抑制能達(dá)到37 dB，可以直接給下級(jí)的信號(hào)處理模塊使用。由于處理的為射頻信號(hào)，頻率比較高，因此，PCB設(shè)計(jì)是最為關(guān)鍵的一步。在PCB的設(shè)計(jì)當(dāng)中，應(yīng)注意到以下問題［9］:①地線應(yīng)盡量短且粗，就近接地或直接覆銅，以減小電阻和電感;②射頻信號(hào)走線盡量短且直;③電源線盡量遠(yuǎn)離信號(hào)線，且每個(gè)模塊的電源都要去耦;④盡量減少過孔數(shù);⑤電感盡量不平行靠在一起，以避免形成“空心變壓器”;⑥阻抗匹配減少信號(hào)反射而增加損耗，包括輸入輸出阻抗、傳輸線特性阻抗等。

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