熊蘭, 楊子康, 胡國輝, 謝子杰, 馬龍, 何為

(重慶大學輸變電設備與系統(tǒng)安全及新技術國家重點實驗室,重慶400044;2.重慶市計量質量檢測研究院,重慶400020)

一種采用全固態(tài)開關的高壓雙極性脈沖源

熊蘭1, 楊子康1, 胡國輝2, 謝子杰1, 馬龍1, 何為1

(重慶大學輸變電設備與系統(tǒng)安全及新技術國家重點實驗室,重慶400044;2.重慶市計量質量檢測研究院,重慶400020)

為滿足高壓脈沖電場滅菌實驗的需要,提出一種結合經典Marx發(fā)生器與全固態(tài)開關器件的高壓雙極性方波脈沖源設計方案。選用全固態(tài)開關器件替代傳統(tǒng)的火花間隙開關,以單極性Marx發(fā)生器為核心,實現能量壓縮,通過全橋固態(tài)調制器可實現高壓方波脈沖的雙極性輸出。詳細分析了電路的結構、工作過程、控制策略和負載適應能力。以全固態(tài)IGBT為主開關器件,研制了脈沖源的高壓主回路部分;設計了相應的控制電路和開關同步觸發(fā)電路,通過光纖和隔離供電模塊實現了信號傳輸和強弱電的隔離。相比于常規(guī)的雙極性高壓脈沖源,該方案具有更簡潔的電路結構和良好的負載適應能力,實現了輸出脈沖極性可控、前沿更陡,脈沖頻率、脈寬、電壓幅值可調等優(yōu)點。實驗結果表明,該脈沖源系統(tǒng)可以產生幅值范圍-7～7 kV、每秒脈沖數1～1 000、脈寬范圍2～10μs、極性可變的高壓方波脈沖,為開展高壓脈沖電場滅菌實驗,尋找最佳滅菌電參數條件,提供了硬件支持。

高壓脈沖發(fā)生器;全固態(tài);雙極性;發(fā)生器;Marx;調制器

0 引 言

脈沖功率技術已經被廣泛應用于國防、高新技術和民用工業(yè)領域的研究中［1-3］,采用高壓脈沖電場對液體中的細菌進行滅活和種群數量控制的非熱滅菌技術由于殺菌時間短、效率高、溫升小,對被處理液體化學成分和物理性狀改變小等特點,在食品加工和工業(yè)水處理等領域研究中引起廣泛關注,被認為是最具有市場應用前景、最有前途實現工業(yè)化應用的滅菌方法之一［4-6］。

高壓脈沖電場滅菌系統(tǒng)的核心是一臺性能優(yōu)良的高壓脈沖源。Marx發(fā)生器由于結構簡單、擴展性好、對輸人電壓要求低等優(yōu)點,在脈沖功率應用中被廣泛使用。近年來,半導體開關組件大量用于Marx發(fā)生器的設計,以提高脈沖系統(tǒng)的可靠性、可控性和工作效率,獲得更好的輸出脈沖波形［7-9］。目前,多數Marx發(fā)生器的設計傾向于采用固態(tài)開關器件取代傳統(tǒng)開關(火花間隙),使用無源元件(電感扼流圈和電阻)實現充電和級間隔離。火花間隙開關多次放電導致的電極燒蝕使其需要經常進行維護。同時,無源隔離元件的引人使設計人員不得不在脈沖系統(tǒng)固有充電時間常數和工作效率之間進行權衡。電阻隔離型Marx發(fā)生器充電時間常數取決于隔離電阻與儲能電容乘積的大小。使用電感隔離的Marx發(fā)生器可以視作一個級聯(lián)的boost升壓電路陣列,在負載和輸出脈沖脈寬固定的情況下,它具有較快的充電速度和良好的隔離效果。而對于有輸出電流上限的充電電源而言,增大輸出脈沖寬度特別是在長脈沖應用時,將導致隔離電感的隔離能力下降,放電時刻充電電源的輸出電流和開關器件電流很容易越限,導致系統(tǒng)停機甚至燒毀。因此,電感隔離的形式并不適用于要求輸出脈沖寬度大范圍變化的Marx發(fā)生器,并且電感隔離帶來的boost效應總是使儲能電容電壓高于充電電源電壓,不利于輸出脈沖電壓的穩(wěn)定和精確控制。因此,可以認為,經典的Marx發(fā)生器往往是針對特定的負載和輸出脈沖要求而設計的,當負載和輸出脈沖參數偏離設計指標時,其工作性能將有所下降。

高壓脈沖電源提供的高壓脈沖按波形有指數衰減波和方波兩種,極性可分為單極性和雙極性脈沖［10-13］。相比于指數衰減波,由于方波具有更高的能量利用效率,更長的高場強處理時間,因此被認為是較理想的處理波形;并且對處理腔施加雙極性脈沖能有效避免單極性脈沖處理時的電極電化學腐蝕問題［14-15］。因此,施加雙極性方波脈沖被認為是較好的處理手段。

為使全固態(tài)Marx發(fā)生器具有向負載提供雙極性脈沖的能力,Tammo Heeren、Takahisa Ueno、Douyan Wang等使用兩臺輸出脈沖極性相反的Marx發(fā)生器交替向負載放電［16］,系統(tǒng)規(guī)模較之單極性Marx發(fā)生器增加了一倍,并要求充電電源具有正負極性輸出能力。H.Canacsinh、L.M.Redondo、J.Fernando Silva等將具有雙極性脈沖輸出能力的Marx發(fā)生器單元級聯(lián)研制了輸出脈沖幅值5kV,脈寬2.5μs,前沿200ns的雙極性Marx發(fā)生器［17］;Tatsuro Sakamoto、Alireza Nami、Masahiro Akiyama等按這種思路也研制了一臺輸出脈沖幅值3kV,脈寬0～10μs可調,前沿100ns的雙極性Marx發(fā)生器［18］。這種級聯(lián)型雙極性Marx發(fā)生器具有輸出模式靈活多變,負載適應性好的特點,但電路結構復雜,難以擴展,限制了其通過進一步級聯(lián)提高輸出脈沖電壓幅值的能力,并且過多的開關數量也降低了系統(tǒng)工作效率。

本文結合已有的雙極性Marx發(fā)生器優(yōu)點,加以改進,以絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)為主開關器件,研制了一臺擬用于高壓脈沖電場滅菌實驗的具有較高重復頻率和良好負載適應性的多參數可調快前沿全固態(tài)雙極性高壓方波脈沖源。

1 雙極性方波脈沖源系統(tǒng)設計

1.1 雙極性脈沖源基本原理

重復頻率雙極性方波脈沖源的核心是基于儲能電容并聯(lián)充電、串聯(lián)放電工作原理的Marx發(fā)生器,要求達到的性能指標為:脈沖電壓幅值7 kV以內連續(xù)可調;每秒輸出脈沖數1～1000可調;脈沖前沿小于200ns;脈寬2～10μs可調;峰值輸出電流15A;方波脈沖頂降小于15%。根據上述性能參數要求,提出雙極性脈沖源的系統(tǒng)結構如圖1所示。

圖1 全固態(tài)雙極性方波脈沖源結構框圖Fig.1 Structure diagram of bipolar square pulser

系統(tǒng)包括高壓直流電源、單極性Marx發(fā)生器、全橋固態(tài)調制器、控制與保護電路CP四部分。

1.2 雙極性高壓脈沖源的主回路設計

雙極性高壓脈沖源主回路原理圖如圖2所示,其中VDC為可調高壓直流電源;Ri為充電限流電阻。Marx電路各級使用IGBT和二極管替代傳統(tǒng)的火花間隙開關和充電隔離元件(電阻、電感),結合CP電路實現可控放電。Tdn為放電開關;D1n為級間隔離二極管,D2n為級內隔離二極管;串聯(lián)IGBT堆構成的高壓開關組件A(+/-)、B(+/-)組成全橋固態(tài)調制器。Marx發(fā)生器經全橋固態(tài)調制器與負載Load相連。該電路通過Marx電路輸出高壓脈沖,通過全橋固態(tài)調制器控制輸出脈沖極性,其工作原理可等效為圖3電路。開通,B(+/-)保持關斷狀態(tài),預留出正極性脈沖放電通道等待Marx電路放電。接著,Td n開通,二極管D1n、D2n反向截止,Marx電路各級儲能電容首尾串聯(lián)向負載放電放電。在放電結束后Td n首先關斷,A(+/-)等待一定時間后再關斷。

圖2 雙極性方波脈沖源高壓主回路原理圖Fig.2 Circuit of high voltage bipolar square pulser

圖3 雙極性脈沖源系統(tǒng)等效電路圖Fig.3 Equivalent circuit of bipolar square pulser

與正脈沖放電時不同的是,再次充電并進人負脈沖放電階段時,B(+/-)首先開通,A(+/-)保持關斷狀態(tài),預留出負極性脈沖放電通道等待Marx電路放電。接著,Td n開通,二極管D1n、D2n反向截止,Marx電路儲能電容串聯(lián)放電。在放電結束后Td n首先關斷,B(+/-)仍然等待一定時間后再關斷。

圖2電路包含一個4級單極性Marx電路,當該電路級數為n時,忽略開關器件的導通壓降,假定充電電源電壓為U時,系統(tǒng)輸出雙極性脈沖幅值ULoad≈±nU為。工作在雙極性脈沖輸出模式下,該電路有充電、正脈沖輸出、負脈沖輸出三種工作模態(tài),其開關控制策略如圖4。

在充電階段,Td n、A(+/-)、B(+/-)關斷,充電電源通過D1n、D2n和高壓組件A、B的反并聯(lián)二極管構成的回路向并聯(lián)的各級儲能電容充電,直至電容電壓達到充電電壓,系統(tǒng)進人充電保持階段。

在正脈沖放電階段,高壓組件A(+/-)首先

圖4 雙極性脈沖源控制策略及輸出脈沖時序Fig.4 Control strategy and output pulse sequence of bipolar square pu lser

這樣的控制策略可以防止不同型號、不同用途的開關器件在放電時刻同時動作帶來振蕩,引發(fā)難以預測的電路損壞,并有利于提高負載適應性。在此種控制策略下,輸出脈沖前沿幾乎不受全橋固態(tài)調制器中大功率IGBT開通速度的影響,仍然能保持較快的上升沿。

在單極性Marx發(fā)生器基礎上加人全橋固態(tài)調制器實現輸出脈沖極性的改變,例如連續(xù)正脈沖輸出、連續(xù)負脈沖輸出、雙極性脈沖輸出和其他特定輸出方式。

1.3 電路的負載適應性分析

由于該電源的對象負載是水,而且實驗中使用的多種處理腔結構各不相同,因此負載可能含有電容性或電感性成份。脈沖源高壓主回路的設計中有必要對負載適應性問題進行討論,以脈沖源工作在正脈沖輸出的狀態(tài)為例。

對電感性負載,根據圖4的控制策略,一次脈沖輸出結束后,開關Td n關斷后的一段時間內,A+/ -仍然保持開通狀態(tài),電感負載將通過B+/-的反并聯(lián)二極管和A+/-續(xù)流。

對電容性負載,前一次脈沖輸出后電容負載上將存儲一定的能量,當Td n關斷放電結束后,系統(tǒng)立即進人充電狀態(tài),此時級內隔離二極管D2n也同時開通。電容負載將被A+/-和D2n構成的回路短接,泄放掉存儲的能量。這種續(xù)流方案只有在負載上儲存的能量非常高或者說儲能電容的充電電流不足以使二極管D2n導通的情況下才會失效。同時,電容性負載上存儲的能量完全釋放后,負載兩端的電壓被鉗位為A+/-和D2n回路的導通壓降,即近似零電壓,等待下一個脈沖輸出。

最后,盡管負載上的脈沖極性在不斷變化,但對于全橋固態(tài)調制器整體而言,Marx電路輸出的脈沖極性總是一定的,并且橋式電路在結構上具有對稱性。因此,上述分析同樣適用于負脈沖輸出狀態(tài)。

1.4 脈沖源主回路參數設計

1)Marx發(fā)生器主回路參數設計

充電電源選擇揚州格爾仕1 kV大功率可調直流電源。當輸出脈沖電壓幅值為7 kV時,電阻隔離的情況下并不能完全將儲能電容充至電源電壓,因此增加一級Marx單元進行電壓補償,Marx電路級數設定為8級,開關器件選用英飛凌公司生產的IGBT(SKW15N120)。選用的快速恢復二極管為英飛凌公司產IDP09E120。

由于各級儲能電容是串聯(lián)放電,要求峰值輸出電流為ILoad=15 A,最大脈寬tM=10μs,脈沖頂降小于15%,因此在7 kV最高電壓輸出下的電壓頂降必須小于ΔUD=1 050 V,各級電容的容值可按ΔUD=計算,n為Marx電路級數,得到C≥1.34μF,實際選取的是1.2μF,工作電壓2 kV的聚丙烯薄膜電容,基本能滿足實驗要求。

2)全橋固態(tài)調制器的參數設計

要求輸出脈沖電壓最大幅值為7 kV,因此各橋臂高壓開關組件的電壓耐受能力應滿足要求。為了降低固態(tài)調制器的復雜程度、減少器件數量,選擇IXYS公司產的超高壓IGBT單管(IXEL40N400)搭建IGBT串聯(lián)高壓組件。將三只IXEL40N400串聯(lián)使用,使其能工作在7 kV的脈沖電壓下,并為每只IGBT反并聯(lián)一只二極管DSP45-16A作續(xù)流二極管。

根據圖4給出的拓撲控制策略,在相應的輸出脈沖極性下,需要動作的全橋固態(tài)調制器高壓組件A(+/-)或B(+/-)總是先于Marx電路放電起始時刻導通,晚于Marx電路放電截止時刻關斷,因此,并不要求高壓組件直接在承受高電壓的狀態(tài)下開關。同時,根據圖4控制策略,雙極性脈沖源放電過程中,高壓組件A(+/-)和B(+/-)總是一組關斷另一組開通,關斷的一組高壓組件與負載并聯(lián),其上必然會承受Marx發(fā)生器輸出高壓脈沖沖擊,當某一只IGBT上的瞬間電壓過高導致?lián)舸r,將引發(fā)串聯(lián)IGBT出現連續(xù)擊穿,導致全橋調制器擊穿短路,危及整個系統(tǒng)的安全。因此,必須為其設計相應的沖擊均壓電路,保證關斷狀態(tài)的高壓組件在承受輸出脈沖沖擊過程中各串聯(lián)IGBT集射極間電壓基本一致。

基于此種技術需求,依照脈沖測量用阻容并聯(lián)分壓器的設計思路對串聯(lián)IGBT均壓網絡進行設計。為了實現對快前沿脈沖的較好響應,設計的均壓網絡采用在電阻分壓基礎上并聯(lián)縱向補償電容的方法實現。由于高壓組件的尺寸(長12 cm、寬4 cm)和縱向串聯(lián)的各IGBT間距(3 cm)較小,沖擊均壓電路的設計可以按集中參數進行計算,采用分立無源器件搭建。根據IXEL40N400參數表,關斷狀態(tài)下高壓組件內單個IGBT的等效電阻隨環(huán)境溫度在10兆歐到40兆歐范圍內變化,并且由于器件自身的差異,截斷狀態(tài)下的漏電流各不相同,導致其具體數值無法確定。因此,均壓電阻的阻值要求遠小于IGBT關斷等效電阻,將各IGBT與均壓電阻并聯(lián)單元的電阻值確定為近似均壓電阻值?？紤]到均壓網絡功耗和抗干擾度,各IGBT并聯(lián)均壓電阻選擇10 kΩ的棒狀玻璃釉電阻?？v向補償電容用以改善各均壓電阻在脈沖上升沿和下降沿電壓不均的現象,其容值要求至少為均壓電阻對地雜散電容的3倍,考慮到電路板線路對地雜散電容約為20pF,在不影響Marx電路輸出功率的前提下,IGBT并聯(lián)縱向補償電容選為2nF無感薄膜電容,并串接10Ω的阻尼電阻。

圖5 作為全橋固態(tài)調制器的高壓組件電路Fig.5 Circuit of high voltage com ponents as full bridge solid-statemodulator

設計完成的全橋固態(tài)調制器單個橋臂高壓組件的結構如圖5所示,其中R、C、r分別為均壓電阻、并聯(lián)縱向補償電容、阻尼電阻。同時,為了方便調試、減小系統(tǒng)體積和分布參數,在考慮電氣絕緣的前提下Marx發(fā)生器和全橋固態(tài)調制器開關器件采用插裝方式安裝于母板上。

3)隔離驅動措施

在Marx發(fā)生器儲能電容串聯(lián)放電過程中,Marx發(fā)生器IGBT懸浮在一個很高的電位上,因此驅動供電電源、弱電控制單元與高壓主回路間必須有良好的電氣隔離。本文采用隔離電壓12 kV的DC-DC電源模塊為驅動電路供電,采用光纖傳輸控制信號,實現強弱電隔離。驅動芯片選用IXYS公司IGBT和MOSFET驅動專用芯片IXDD609PI,滿足驅動1200 V/400 A及以下功率等級IGBT的需要。

全橋固態(tài)調制器各IGBT同樣采用光纖傳輸控制信號、隔離電源模塊供電的有源驅動方式,驅動芯片選為IXDD614,足以滿足快速驅動IXEL40N400這類具有較大柵射極電容的大功率IGBT的需要。

4)電路保護措施

本文設計的脈沖源是用于水處理實驗,由于處理樣液的不穩(wěn)定,偶然的短路現象是不可避免的,為了保護Marx電路和全橋固態(tài)調制器內的IGBT,必須為電路設計相應過電流保護電路。由于搭建全橋固態(tài)調制器的IGBT(IXEL40N400)通流能力遠大于選用的Marx電路主開關IGBT(SKW15N120),所以,過流保護的限值應按后者的通流能力設定。實際電路中觸發(fā)過流保護的電流整定值依據SKW15N120的常態(tài)最大工作電流設定為30 A。電流檢測通過霍爾元件實現,獲得的電流值在比較器中與整定值進行比較,比較值送往DSP,一旦輸出電流越限,即觸發(fā)過流保護,DSP輸出控制信號閉鎖,放電開關Td n關斷,阻止故障的進一步發(fā)展。過流保護工作原理如圖6所示。

圖6 過流保護原理圖Fig.6 Princip le diagram of over current protection

單極性Marx電路充電狀態(tài)下IGBT的過壓過流保護由充電電源自帶的過壓過流保護實現,放電狀態(tài)IGBT的開關過電壓尖峰吸收由并聯(lián)的吸收電容實現。而設計的脈沖源電路中最昂貴也最重要的器件是搭建全橋固態(tài)調制器的數個高壓IGBT,其過壓擊穿是不可逆的損壞。因此,設計中全橋固態(tài)調制器IGBT(IXEL40N400)的反并聯(lián)二極管選為DSP45-16A,其反向擊穿電壓為3.2 kV。當過電壓發(fā)生時,反并聯(lián)二極管將首先擊穿短路,旁路掉IGBT并導致橋臂上下直通,觸發(fā)過流保護,電路停止工作。

1.5 控制回路設計

本文選用TI公司產TMS320F2812型DSP芯片作為控制電路的核心,設定TMS320F2812中的事件管理器EVA、EVB中三個通用定時器工作在連續(xù)增計數模式,通過比較操作輸出三路獨立的開關控制信號,分別控制Marx發(fā)生器放電開關以及全橋固態(tài)調制器的兩個對角橋臂協(xié)同工作,保證脈沖源的正常工作［19］。同時,為實現快前沿、高電壓輸出,要求Marx發(fā)生器中放電開關觸發(fā)信號必須嚴格同步,控制。因此,將DSP產生的放電開關控制信號單獨送人EPM3256ATC144型CPLD中進行處理,輸出8路延時獨立可調的放電開關控制信號,以滿足實驗需求,信號延時調節(jié)范圍±500 ns,調整步長20 ns［20］。

控制板和主回路間采用光纖通信方式,以減小信號傳輸延時,避免強電部分開關動作對控制信號的干擾?？刂瓢瀹a生的控制信號通過功率放大送人光纖發(fā)射器中,本文中光纖收發(fā)器選用安捷倫公司產HFBR-1521/2521,其2m內最大傳輸延遲小于130 ns,基本能保證Marx發(fā)生器各開關管的同步觸發(fā)要求。根據圖4的控制策略,全橋固態(tài)調制器的高壓組件的開通與關斷時刻分別與Marx電路放電起始和截止時刻間留有足夠的時間裕度。高壓組件無需在高壓下直接開關,僅要求其能在關斷狀態(tài)承受輸出脈沖沖擊,不會出現在高壓下直接開關,各IGBT開關速度不一致導致分壓不均而擊穿的現象。因此,未對其控制信號進行各路獨立的延時調整處理,僅采用光纖傳送方式進行信號強弱電隔離并控制信號傳輸延遲。

每秒脈沖數1 000pps,脈寬3.5μs,雙極性輸出情況下,各IGBT的柵極驅動信號和控制信號的時序關系如圖7所示。檢測得到的控制信號和柵極驅動信號時序關系完全符合圖4中設計的控制策略要求,并留有一定裕量。

為了驗證放電開關同步觸發(fā)電路是否滿足設計要求,對放電控制信號傳輸延遲和任意兩只放電開關Td n柵極觸發(fā)信號的時間分散性進行檢測,如圖8、圖9所示。

圖7 IGBT控制信號和柵極驅動信號Fig.7 Control signal and the gate driving signal for IGBT

圖8 光纖傳輸系統(tǒng)信號延時Fig.8 Signal delay of optical fiber transm ission system

圖9 經延時調整后的任意兩只放電開關柵極觸發(fā)信號Fig.9 Trigger signal for any two discharge sw itches' gate after the delay adjustment

圖8 中可見光纖傳輸的延遲時間約為110 ns,考慮到IGBT的實際開通時間僅為40 ns,并且各路光纖的傳輸延遲各不相同,因此控制電路的延時觸發(fā)調節(jié)功能就顯得很有必要,經延時調節(jié)后任意兩只放電管的觸發(fā)信號前沿相差在15ns以內,較好的實現了放電開關管Td n的同步觸發(fā)。

2 雙極性方波脈沖源性能測試

實驗中雙極性方波脈沖源包含的單極性Marx發(fā)生器為8級;負載為500Ω線繞瓷管電阻,功率2 000W。采用固緯LCR-8101G型數字電橋測量發(fā)現負載電阻實際電感值為53μH,阻值510Ω,電容為pF量級,負載為阻感性。

電壓測量采用泰克公司TDS1012B-SC型示波器,帶寬100 MHz;P6015A型單端高壓探頭,帶寬70 MHz;電流測量采用安捷倫1146A型電流探棒。設定系統(tǒng)每秒輸出脈沖數1 000pps,脈寬3.5μs。

圖10 M arx發(fā)生器輸出電壓波形(7kV)Fig.10 Output voltage waveform of M arx generator(7kV)

圖11 雙極性脈沖電壓整體波形Fig.11 Voltage waveform as series of bipolar pulses

不加全橋固態(tài)調制器時,設定輸出電壓為7 kV時,單獨測試Marx發(fā)生器的輸出電壓波形如圖10所示,可見輸出脈沖前沿約70 ns,脈沖前沿與后沿出現過沖與下沖,峰值電壓可達8 kV,并疊加有電壓振蕩。其根本原因是電路板導流銅帶、負載連接線和負載阻抗不一致所致,經實際計算脈沖源電路板導流銅帶特征阻抗為30Ω,連接負載的單芯銅纜特征阻抗為75Ω,脈沖前沿高頻分量將在放電回路各阻抗突變點處發(fā)生反射引起電壓振蕩,輸出線與負載阻抗失配導致方波脈沖出現過沖和下沖。

在加裝全橋固態(tài)調制器后,仍然帶500Ω線繞電阻負載測試,負載特性與單極性測試一致。設定輸出電壓6 kV,工作在雙極性狀態(tài)。采用平均值測量,得到圖11所示的雙極性輸出脈沖整體波形。圖12所示為雙極性工況下正、負極性脈沖的電壓電流波形。圖13為脈沖電壓波形前沿。

圖12 雙極性脈沖電壓與電流波形Fig.12 Bipolar pu lse voltage and current waveform s

圖13 脈沖電壓波形前沿Fig.13 Front edge of voltage pulse waveform

從圖12可以看到,由于全橋固態(tài)調制器IGBT均壓電路在雙極性脈沖源向負載放電時等效為與負載并聯(lián),因此負載上的電壓波形得到明顯改善,但脈沖前沿也因此減緩為150 ns。同時,由于負載電感的影響,脈沖前端仍然出現了一個電壓尖峰,在Marx方波脈沖輸出截止后出現了明顯的電感續(xù)流放電過程,負載電流相位滯后于電壓相位。

除此之外波形無明顯畸變、毛刺。輸出電壓幅值為6 000 V,電流12 A,與帶500Ω負載時的理論計算值相吻合。驗證了該雙極性脈沖源拓撲理論設計的正確性。

3 結 論

1)本文給出了一種以IGBT為主開關器件,基于單極性Marx發(fā)生器和全橋固態(tài)調制器的雙極性高壓脈沖源設計方案,可輸出電壓幅值最高7 kV、每秒最大脈沖數1 000、前沿150 ns、最大脈寬10μs的雙極性高壓方波脈沖,并且重復頻率、脈寬、電壓幅值可調。該電源的研制為開展高壓脈沖電場滅菌實驗提供了硬件支持。

2)該方案電路結構簡潔、脈沖前沿陡、重復頻率較高。同時,設計了以DSP和CPLD為核心的控制電路和多路開關同步觸發(fā)電路,實現了良好的控制效果,可以輸出滿足極性要求的連續(xù)脈沖串。

3)受IGBT驅動供電模塊隔離電壓的限制,Marx電路的級數、最大脈沖數和輸出電壓幅值存在上限,為了在進一步提高輸出脈沖電壓的同時保持電路結構的簡潔,應當設計更高隔離電壓等級的專用驅動供電電源,并且換裝工作電壓更高的IGBT和充電電源。同時,在試驗基礎上探究出能更好地實現負載匹配的方案。

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(編輯:張詩閣)

One type of high voltage bipolar square pulser based on all-solid-state sw itch devices

XIONG Lan1, YANG Zi-kang1, HU Guo-hui2, XIE Zi-jie1, MA Long1, HEWei1
(State Key Laboratory of Power Transmission Equipments&System Security and New Technology,Chongqing University,Chongqing 400044,China;2.Chongqing Academy of Metrology and Quality Inspection,Chongqing 400020,China)

In order tomeet the requirement of sterilization experiments under high-voltage pulsed electric field,a layout of high-voltage bipolar square pulser was proposed based on the combination of classical Marx generator and all-solid-state switching devices.The latter was chosen to take the place of spark gap switches and passive isolation elements.The core of high voltage pulser is the active charge-discharge Marx generator to realize the energy compression.In addition,the polarity alteration of output pulseswas realized by a full bridge solid-state modulator.The pulser's structure,working process,control strategy and the load adaptability were illustrated.In fact,in Marx generator IGBTwas taken as switch devices to form main circuit.In addition,the switch situation of synchronous trigger circuit was decided by the control circuit through the optical fiber,and signal transmission and electrical isolation were realized by the contol circuit with isolated power supplymodules.Compared with the conventional bipolar high voltage pulser,this circuit has better performance such as simple structure,good load adaptability,control ability of output pulse polarity and steep pulse front.Moreover,it is feafured by the adjustability of output pulse's frequency and width and voltage amplitude.The test data shows that this pulser can generate bipolar pulse.The amplitude ranges from-7 to 7 kV,pulse per second is from 1 to1 000,and pulsewidth is from 2 to10μs.Therefore,it is competent for further research on sterilization experiments under high-voltage pulsed electric field.

high voltage pulser;all solid-state;bipolar;generator;Marx; modulator

10.15938/j.emc.2015.09.011

TM 8

A

1007-449X(2015)09-0073-08

2013-11-29

國家自然科學基金(51077139);重慶市電器檢測工程技術研究中心(cstc2011pt-gc70009)

熊 蘭(1972—),女,博士,教授,研究方向為脈沖功率技術的水處理應用、電氣設備在線智能化監(jiān)測技術;楊子康(1985—),男,碩士,研究方向為工業(yè)水處理中脈沖功率技術的應用;胡國輝(1975—),男,博士研究生,高級工程師,研究方向為電子電氣設備故障檢測與分析、計算機測量控制;謝子杰(1988—),男,碩士,研究方向為工業(yè)水處理中脈沖功率技術的應用;馬 龍(1988—),男,碩士,研究方向為工業(yè)水處理中脈沖功率技術的應用;何 為(1956—),男,博士,教授,研究方向為醫(yī)學電磁成像以及脈沖功率技術的應用。

熊 蘭