袁慶慶, 伍小杰, 戴鵬, 夏鯤

(1.上海理工大學(xué)光電信息與計(jì)算機(jī)工程學(xué)院,上海200093;2.中國(guó)礦業(yè)大學(xué)信息與電氣工程學(xué)院,江蘇徐州221008)

低開(kāi)關(guān)頻率下三電平逆變器的中點(diǎn)電位控制

袁慶慶1, 伍小杰2, 戴鵬2, 夏鯤1

(1.上海理工大學(xué)光電信息與計(jì)算機(jī)工程學(xué)院,上海200093;2.中國(guó)礦業(yè)大學(xué)信息與電氣工程學(xué)院,江蘇徐州221008)

為減少大功率變換器功耗,需降低器件開(kāi)關(guān)頻率,但將造成輸出側(cè)電流諧波含量顯著增加,影響三電平逆變器中點(diǎn)電位控制精度。為解決這一問(wèn)題,以二極管籍位型三電平逆變器為對(duì)象,在分析低開(kāi)關(guān)頻率對(duì)中點(diǎn)電位影響的基礎(chǔ)上,明確了三電平逆變器低開(kāi)關(guān)頻率分段調(diào)制的理論分界點(diǎn)。針對(duì)低調(diào)制度區(qū)域所采用的常規(guī)SVPWM算法,提出了一種基于橋臂優(yōu)化選取的中點(diǎn)電位控制方法,該方法只需判斷中點(diǎn)電位差,無(wú)需引入輸出側(cè)電流,從而避免了低開(kāi)關(guān)頻率下電流畸變嚴(yán)重對(duì)電流極性的影響,有效保證了中點(diǎn)電位平衡。仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該中點(diǎn)控制方案在開(kāi)關(guān)頻率500 Hz時(shí),仍能保持較好的中點(diǎn)電位誤差在1%Vdc之內(nèi)。

三電平;低開(kāi)關(guān)頻率;中點(diǎn)電位;分段調(diào)制分界點(diǎn);橋臂優(yōu)化選取

0 引 言

三電平逆變器以其輸出電流波形平滑、開(kāi)關(guān)器件承壓低等優(yōu)點(diǎn),廣泛應(yīng)用于大功率傳動(dòng)領(lǐng)域,其中尤以二極管籍位型拓?fù)涫褂米顝V［1-3］,其中點(diǎn)平衡問(wèn)題是影響其運(yùn)行性能的重要因素之一［4-5］。為降低大功率變換器功耗,需降低器件開(kāi)關(guān)頻率,但其在提高變頻器輸出能力的同時(shí),造成輸出側(cè)電流諧波含量顯著增大［6-7］,影響中點(diǎn)電位控制難度［8］。

針對(duì)三電平逆變器的中點(diǎn)平衡問(wèn)題,目前較為常見(jiàn)的一種方法是:通過(guò)調(diào)節(jié)冗余小矢量的作用時(shí)間來(lái)實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位控制,如平衡因子法、虛擬矢量中點(diǎn)控制等［9-10］;在開(kāi)關(guān)頻率較低時(shí),可能存在因電流畸變嚴(yán)重而影響控制效果的問(wèn)題。另一種方法是根據(jù)中點(diǎn)電流方向,注人或抽取零序電壓,實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電流變向從而完成中點(diǎn)電位控制;但在低開(kāi)關(guān)頻率下,中點(diǎn)電流方向提取困難［11］。同時(shí),由于諧波電流在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)無(wú)法快速衰減至零,在動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)過(guò)程中容易出現(xiàn)中點(diǎn)電位波動(dòng)疊加,嚴(yán)重時(shí)將導(dǎo)致裝置無(wú)法正常運(yùn)行。

開(kāi)關(guān)頻率較低(＜500Hz)時(shí),常規(guī)載波調(diào)制、空間矢量調(diào)制產(chǎn)生的載波邊帶將呈現(xiàn)低次諧波特性,影響系統(tǒng)運(yùn)行,故不適用于大功率場(chǎng)合［12］。目前研究較多的是諸如特定諧波消除法(selective harmonic elimination,SHE)、電流諧波最小法(current harmonic minimum,CHM)等基于開(kāi)關(guān)角直接調(diào)制的優(yōu)化PWM算法［13-14］,此類優(yōu)化算法能有效改善低開(kāi)關(guān)頻率下電流畸變嚴(yán)重的問(wèn)題,且其屬于同步對(duì)稱調(diào)制,中點(diǎn)電位自平衡［15］。由于上述優(yōu)化PWM算法相對(duì)算法復(fù)雜、動(dòng)態(tài)性能不佳,文獻(xiàn)［12］中提出了結(jié)合不同調(diào)制度的分段同步調(diào)制方式,這也是目前很多大功率傳動(dòng)領(lǐng)域所采樣的調(diào)制方式,即當(dāng)調(diào)制度大于某一值時(shí)采用優(yōu)化PWM算法,反之采用常規(guī)SVPWM算法;但其并未給出明確的分段調(diào)制分界點(diǎn),也未考慮低開(kāi)關(guān)頻率下低調(diào)制度區(qū)的中點(diǎn)電位平衡問(wèn)題。

文章首先基于二重傅里葉解析的PWM環(huán)節(jié)諧波組成結(jié)果,理論明確了大功率逆變器分段調(diào)制的分界點(diǎn),分析高調(diào)制度區(qū)域采用優(yōu)化PWM時(shí)的中點(diǎn)電位控制效果。接著在分析輸出側(cè)電流對(duì)中點(diǎn)電位控制影響的基礎(chǔ)上,研究一種適用于低開(kāi)關(guān)頻率低調(diào)制度區(qū)常規(guī)SVPWM的中點(diǎn)電位控制方法。該方法無(wú)需實(shí)時(shí)檢測(cè)輸出側(cè)的電流信號(hào),只需通過(guò)判斷中點(diǎn)電位差來(lái)優(yōu)化選擇開(kāi)關(guān)橋臂,從而避免了低開(kāi)關(guān)頻率下電流畸變嚴(yán)重的問(wèn)題。最后,基于仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該中點(diǎn)控制方法在開(kāi)關(guān)頻率低至500 Hz時(shí)的中點(diǎn)電位控制效果。

1 分段調(diào)制理論分界點(diǎn)

其中:fs為器件開(kāi)關(guān)頻率;f為逆變器輸出頻率。

當(dāng)逆變器輸出頻率f降低時(shí),逆變器PWM環(huán)節(jié)輸出的脈沖數(shù)N隨之增大,此時(shí)若仍采用SHEPWM等優(yōu)化PWM算法,導(dǎo)致開(kāi)關(guān)角求解計(jì)算量與實(shí)現(xiàn)難度的顯著增加［15］;且此時(shí)優(yōu)化PWM與SVPWM相比性能基本類似,故需在一定范圍內(nèi)進(jìn)行分段調(diào)制。

定義調(diào)制度M為

定義一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)PWM環(huán)節(jié)的脈沖數(shù)N為

其中:Vdc為直流側(cè)電壓;Vs為輸出側(cè)三相電壓幅值; Vref為參考電壓矢量幅值;考慮恒功率坐標(biāo)變換時(shí)轉(zhuǎn)

假設(shè)逆變器的額定輸出電壓幅值為Vsn,對(duì)應(yīng)的額定輸出頻率為fsn,此時(shí)對(duì)應(yīng)調(diào)制度達(dá)到最大值M=≈1.15。逆變器實(shí)際輸出頻率f與額定輸

max出頻率fsn間存在以下關(guān)系

將式(2)代人式(3),可得

由文獻(xiàn)［16］中二重傅里葉解析PWM環(huán)節(jié)諧波組成結(jié)果可知,當(dāng)一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的脈沖數(shù)N＜15～20時(shí),由開(kāi)關(guān)頻率造成的載波邊帶會(huì)呈現(xiàn)出低次諧波特性,此時(shí)應(yīng)采用優(yōu)化PWM算法。如以N=15

為例,存在的最低次諧波邊帶為7次,已呈現(xiàn)低次諧波特性。當(dāng)N＜15～20時(shí),若考慮fsn=50 Hz,有

考慮目前國(guó)內(nèi)外大功率變頻調(diào)速中常見(jiàn)的幾種器件開(kāi)關(guān)頻率方式,文章分別以fs=500 Hz、350 Hz、150 Hz三種情況進(jìn)行分析:當(dāng)器件開(kāi)關(guān)頻率fs=500Hz時(shí),M＞(0.577～0.770)時(shí),優(yōu)化PWM算法較為合適;當(dāng)fs=350 Hz時(shí),M＞(0.404～0.539)時(shí),優(yōu)化PWM算法較為合適;當(dāng)fs=150 Hz時(shí),M＞(0.173～0.231)時(shí),優(yōu)化PWM算法較為合適;為確保低次諧波成分較小,一般取下限。

2 中點(diǎn)平衡問(wèn)題

在50 kW實(shí)驗(yàn)平臺(tái)上對(duì)不同開(kāi)關(guān)頻率fs、逆變器輸出頻率f值時(shí)的中點(diǎn)平衡問(wèn)題進(jìn)行分析,平臺(tái)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。核心控制器為TI公司的高性能浮點(diǎn)DSP TMS320F28335,IGBT的額定電壓為1 200 V、額定電流為40 A,兩個(gè)分壓電容為450 V/ 2200μF,直流側(cè)給定電壓為690 V。將電容電壓和線電流通過(guò)SPI協(xié)議驅(qū)動(dòng)DAC7724U芯片,最后輸出到DPO3014示波器上。

圖1 二極管箱位型三電平逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of a three-level inverter

當(dāng)器件開(kāi)關(guān)頻率fs=5 kHz、逆變器輸出頻率f= 50 Hz時(shí),一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的脈沖數(shù)為100,調(diào)制度M為1.15,對(duì)應(yīng)的中點(diǎn)電位及逆變器輸出a相電流波形如圖2所示。

圖2 fs=5 kHz,f=50 Hz時(shí)的中點(diǎn)電位及線電流波形Fig.2 W aveforms of neutral point potential and line current w ith fs=5 kHz,f=50 Hz

由圖2可知,在開(kāi)關(guān)頻率較高時(shí),采用常規(guī)SVPWM算法能保證輸出電流平滑、中點(diǎn)電位平衡。當(dāng)fs=500 Hz,f=50 Hz時(shí),一個(gè)周期內(nèi)的脈沖數(shù)為10、調(diào)制度M為1.15,采用SHEPWM優(yōu)化算法后的中點(diǎn)電位及相電流波形如圖3所示。

圖3 fs=500 Hz,f=50 Hz時(shí)的中點(diǎn)電位及線電流波形Fig.3 Waveforms of neutral point potential and line current w ith fs=500 Hz,f=50 Hz

由圖3可知,此時(shí)雖然輸出電流波形不夠平滑,但其中點(diǎn)電位是平衡的,這是由于SHEPWM算法的同步對(duì)稱性造成的。

當(dāng)fs=500 Hz、f=20 Hz時(shí),一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的脈沖數(shù)為25、調(diào)制度M為0.462,根據(jù)上文分段調(diào)制分界點(diǎn)的分析,此時(shí)采用SVPWM算法更為合適,此時(shí)由DPO3014采集得到的中點(diǎn)電位及a相電流波形如圖4所示。

圖4 fs=500 Hz,f=20 Hz時(shí)的逆變器輸出電流波形Fig.4 W aveform of current w ith fs=500 Hz,f=20 Hz

由圖4可知,在低開(kāi)關(guān)頻率低調(diào)制度區(qū)域,采用SVPWM會(huì)造成逆變器輸出側(cè)電流畸變嚴(yán)重、且無(wú)法保證中點(diǎn)電位的控制效果。

3 基于橋臂優(yōu)化選取的中點(diǎn)電位控制

3.1 原理分析

三電平逆變器的開(kāi)關(guān)矢量圖如圖5所示［7］,fsmax=500 Hz所對(duì)應(yīng)的低調(diào)制度區(qū)位于陰影區(qū)域內(nèi),此時(shí),三電平調(diào)制運(yùn)行于內(nèi)六邊形內(nèi)。

以參考電壓矢量在A扇區(qū)為例,若僅由上橋臂開(kāi)關(guān)(S+)動(dòng)作,則開(kāi)關(guān)順序及對(duì)應(yīng)的作用時(shí)間為

其中,t0+t1+t2=Ts/2,Ts為開(kāi)關(guān)周期。

圖5 三電平逆變器開(kāi)關(guān)矢量圖Fig.5 Sw itch vector diagram of three-level inverter

若僅由下橋臂開(kāi)關(guān)(S-)動(dòng)作,則開(kāi)關(guān)順序及對(duì)應(yīng)的作用時(shí)間為

為保證上下橋臂開(kāi)關(guān)動(dòng)作時(shí)脈沖連續(xù)性,無(wú)論S+還是S-動(dòng)作,都從u00(000)開(kāi)始、u0

0(000)結(jié)束。

以圖1中標(biāo)注的電流正方向?yàn)槔?當(dāng)S+動(dòng)作時(shí),一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)流人中點(diǎn)的電流平均值為

由上分析可知,在穩(wěn)態(tài)情況下,若能保持上下橋臂的交替開(kāi)通與關(guān)斷,中點(diǎn)電流in能保持穩(wěn)定,從而實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位平衡。

3.2 低調(diào)制度區(qū)域的中點(diǎn)電位控制

以圖6所示三電平橋臂電路為例,規(guī)定中點(diǎn)電流、電壓的正方向。令Δun=ud1-ud2,可得如下關(guān)系:

1)Δun＞0時(shí),S+動(dòng)作,中點(diǎn)電流in為負(fù),ud1減小,Δun趨向于零;

2)Δun＜0時(shí),S-動(dòng)作,中點(diǎn)電流in為正,ud2減小,Δun趨向于零;

3)Δun=0時(shí),S+與S-交替動(dòng)作,保持中點(diǎn)平衡。

通過(guò)以上工作,可將中點(diǎn)電流in的實(shí)時(shí)檢測(cè)工作轉(zhuǎn)換成對(duì)中點(diǎn)電位差Δun=ud1-ud2正負(fù)值的實(shí)時(shí)檢測(cè),這樣就可避免因開(kāi)關(guān)頻率降低而導(dǎo)致的輸出電流諧波畸變對(duì)檢測(cè)精度的影響。

圖6 中點(diǎn)電流、電壓的正方向Fig.6 Positive direction of the neutral point potential and current

實(shí)際運(yùn)行中,中點(diǎn)電位允許一定范圍內(nèi)的偏差,故引人中點(diǎn)電位偏差的閾值X,當(dāng)Δun＞X時(shí),S+動(dòng)作;當(dāng)Δun＜-X時(shí),S-動(dòng)作;當(dāng)-X≤Δun≤X時(shí),S+與S-交替動(dòng)作。其中,閾值X的取值根據(jù)系統(tǒng)控制要求而定,一般取(1%～5%)Vdc。低開(kāi)關(guān)頻率下全調(diào)制區(qū)域的中點(diǎn)電位閉環(huán)控制框圖如圖7所示。

圖7 低開(kāi)關(guān)頻率下全調(diào)制度區(qū)域的中點(diǎn)電位控制框圖Fig.7 Diagram of the control system for the neutral point potentialw ith low sw itching frequency

由圖7所知,本文所設(shè)計(jì)的低開(kāi)關(guān)頻率下的中點(diǎn)電位控制分為以下幾部分:1)首先基于實(shí)際的器件開(kāi)關(guān)頻率fs和調(diào)制度M值進(jìn)行分界調(diào)制點(diǎn)計(jì)算,生成算法選擇信號(hào)P,當(dāng)P為+時(shí),選取常規(guī)SVPWM算法;當(dāng)P為-時(shí),選取優(yōu)化PWM算法。2)低調(diào)制度區(qū)SVPWM的中點(diǎn)電位控制,通過(guò)計(jì)算中點(diǎn)電位差,然后經(jīng)過(guò)閾值判斷環(huán)節(jié)產(chǎn)生橋臂優(yōu)化選擇的指令信號(hào)S,當(dāng)S＞0時(shí),僅限上橋臂動(dòng)作;當(dāng)S＜0時(shí),僅限下橋臂動(dòng)作;當(dāng)S=0時(shí),上下橋臂交替動(dòng)作。

4 仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

4.1 仿真分析

為驗(yàn)證本文所提出中點(diǎn)電位控制方案的可行性,首先針對(duì)高調(diào)制度區(qū)域采用SHEPWM時(shí)中點(diǎn)電位控制進(jìn)行仿真驗(yàn)證。如圖8所示為對(duì)1 600 kW電勵(lì)磁同步電機(jī)進(jìn)行低開(kāi)關(guān)頻率下SHEPWM調(diào)制時(shí)的中點(diǎn)電位波形,其中直流側(cè)電壓vdc的給定值為1 000 V,并在t=7.5 s時(shí)進(jìn)行電機(jī)負(fù)載突變。

圖8 1 600 kW電機(jī)SHEPWM調(diào)制時(shí)的中點(diǎn)電位波形Fig.8 Neutral point potential for 1 600 kW EESM at low sw itching frequency w ith SHEPWM

由圖8可知,優(yōu)化PWM調(diào)制算法因其自身的中點(diǎn)自平衡特性,能在較低開(kāi)關(guān)頻率下保持良好的中點(diǎn)電位控制效果。圖9為fs=500 Hz、f=20 Hz,采用SVPWM算法時(shí)的中點(diǎn)電位控制仿真波形,其中直流側(cè)電壓Vdc的給定值為200 V,圖9(a)為常規(guī)中點(diǎn)控制時(shí)的波形,圖9(b)為采用本文所研究的橋臂優(yōu)化選取時(shí)的中點(diǎn)電位控制效果。

圖9 低開(kāi)關(guān)頻率低調(diào)制區(qū)域的中點(diǎn)電位仿真波形Fig.9 Neutral point potential waveforms w ith a low sw itching frequency and a low index M

由圖9(a)可知,當(dāng)在低開(kāi)關(guān)頻率、低調(diào)制度區(qū)域采用常規(guī)方式進(jìn)行中點(diǎn)電位控制時(shí),中點(diǎn)電位差最大會(huì)超過(guò)15%Vdc;本文采用的橋臂優(yōu)化選取控制方式能實(shí)現(xiàn)fs=500 Hz、f=20 Hz條件下,中點(diǎn)電位差保持在1%Vdc內(nèi),驗(yàn)證了本文研究方案的可行性。

4.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

基于TMS320F28335搭建了50 kW三電平逆變器帶阻感負(fù)載的實(shí)驗(yàn)平臺(tái)。直流側(cè)電容C1=C2= 2 200μF,直流側(cè)電壓Vdc=690 V,器件IGBT的開(kāi)關(guān)頻率為fs=500 Hz,輸出側(cè)頻率為f=20 Hz,對(duì)應(yīng)調(diào)制度為M=0.462。采用本文研究的基于橋臂優(yōu)化選取的中點(diǎn)電位控制方案時(shí),實(shí)驗(yàn)過(guò)程中閾值X設(shè)定為1%Vdc,此時(shí)的中點(diǎn)電位波形(由控制-不控-控制)如圖10所示。

圖10 fs=500 Hz,M=0.462時(shí)的中點(diǎn)電位實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 W aveforms of neutral point potential w ithfs=500 Hz,M=0.462

由圖10可知,在器件開(kāi)關(guān)頻率較低、調(diào)制度較低情況下,采用常規(guī)中點(diǎn)控制方法時(shí),電容電位差較大,影響裝置正常工作。當(dāng)加人本文所提出的基于橋臂優(yōu)化選擇的中點(diǎn)電位控制策略時(shí),中點(diǎn)電位能保持平衡,電容電位差為1%Vdc。此時(shí)逆變器輸出的a相電流波形及對(duì)應(yīng)的中點(diǎn)電位波形如圖11所示;圖12則為直流側(cè)電壓給定由690 V突變至900 V時(shí)對(duì)應(yīng)的中點(diǎn)電位及此時(shí)的a相電流波形。

圖11 fs=500 Hz時(shí)的輸出側(cè)a相電流波形及中點(diǎn)電位Fig.11 Output current and the neutral point potential waveforms w ith fs=500 Hz

由圖12可知,當(dāng)直流側(cè)電壓Vdc給定突變時(shí),本文研究的基于橋臂優(yōu)化選取方式仍能實(shí)現(xiàn)良好的中點(diǎn)電位控制效果。

圖12 直流側(cè)電壓給定突增時(shí)的a相電流波形及中點(diǎn)電位Fig.12 Output current and the neutral point potential waveformsw ith an enlargement of Vdc

5 結(jié) 論

低開(kāi)關(guān)頻率下的大功率三電平逆變器常采用分段調(diào)制策略,在高調(diào)制度區(qū)采用中點(diǎn)自平衡的同步優(yōu)化PWM算法;在低調(diào)制度區(qū)采用常規(guī)SVPWM算法。本文首先基于二重傅里葉解析結(jié)果從理論角度明確了此類分段調(diào)制的分界點(diǎn)。接著,研究了一種橋臂優(yōu)化選取的新型中點(diǎn)電位控制方式,能有效避免低開(kāi)關(guān)頻率下電流畸變嚴(yán)重對(duì)中點(diǎn)電位控制精度的影響,維持中點(diǎn)電位差在1%Vdc內(nèi),并通過(guò)仿真及實(shí)驗(yàn)得到了驗(yàn)證。同時(shí),由于本文是基于低開(kāi)關(guān)頻率下分段調(diào)制算法的前提研究的,故需考慮實(shí)際系統(tǒng)中分段調(diào)制的切換問(wèn)題及其他一些諸如非線性等的影響,這也是本文的后續(xù)工作。

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(編輯:張?jiān)婇w)

Neutral point potential control for three-level inverters w ith low sw itching frequency

YUAN Qing-qing1, WU Xiao-jie2, DAIPeng2, XIA Kun1
(1.School of Optical-Electrical and Computer Engineering,University of Shanghai for Science and Technology,Shanghai200093,China;2.School of Information and Electrical Engineering,China University of Mining and Technology,Xuzhou 221008,China)

The switching frequency of the three-level inverters is usually kept low to reduce the dynamic losses of the high-power inverters and which results in an increase in the harmonic components of the output current,and affects the control difficulties of the neutral point potential.According to these problems,the influence on the neutral point potential by the output currentwas analyzed,aswell as the first proposing of the demarcation point for the subsection modulation.For low modulation index,the normal pulse width modulation would bemore appropriate.A novel approach controlling the neutral point potential for the low modulation index was proposed based on the optimal selection of the sub-bridges.This new method doesn'tneed the output currentas a feedback signal,which avoids the affect from the severe distortion of the output current at low switching frequency.Experimental results verify thatmethod can maintain the neutral point potential balancing with the switching frequency as low as 500Hz.

three-level;low switching frequency;neutral point potential;demarcation point of subsection modulation; optimal selection of sub-bridges

10.15938/j.emc.2015.09.009

TM 464

A

1007-449X(2015)09-0061-06

2013-05-31

國(guó)家自然科學(xué)基金項(xiàng)目(51077124,51207091);滬江基金(B14002/D14002)

袁慶慶(1987—),女,博士,講師,研究方向?yàn)榇蠊β首冾l調(diào)速和新能源發(fā)電等;伍小杰(1966—),男,博士,教授,研究方向?yàn)殡娏﹄娮觽鲃?dòng)與電機(jī)控制保護(hù)等;戴 鵬(1973—),男,博士,教授,研究方向?yàn)榇蠊β蕚鲃?dòng)技術(shù)和多電平技術(shù)等;夏 鯤(1980—),男,博士,副教授,研究方向?yàn)闊o(wú)刷電機(jī)控制和新能源發(fā)電等。

袁慶慶