王萍, 蔡蒙蒙, 王尉

(天津大學(xué)自動化學(xué)院智能電網(wǎng)教育部重點實驗室,天津300072)

基于自適應(yīng)陷波濾波器的有源阻尼控制方法

王萍, 蔡蒙蒙, 王尉

(天津大學(xué)自動化學(xué)院智能電網(wǎng)教育部重點實驗室,天津300072)

LCL濾波器因具有良好的高頻衰減特性而被廣泛用作并網(wǎng)逆變器與電網(wǎng)的接口。弱電網(wǎng)情況下,并網(wǎng)模型中電網(wǎng)感杭值不可忽略,電網(wǎng)感杭的存在會影響LCL諧振頻率的大小,對傳統(tǒng)有源阻尼控制方法提出挑戰(zhàn)。在分析基于帶阻濾波器的有源阻尼控制方案基礎(chǔ)上,引入自適應(yīng)陷波濾波器,提出了一種能夠跟隨系統(tǒng)參數(shù)變化自適應(yīng)調(diào)整陷波濾波器負諧振點位置的有源阻尼控制方法。以光伏逆變系統(tǒng)為載體對該算法進行仿真分析,結(jié)果驗證了該方法在弱電網(wǎng)情況下的有效性和自適應(yīng)性:系統(tǒng)諧振頻率發(fā)生偏移時該方法能夠?qū)崿F(xiàn)對其的準確跟蹤,并且顯著降低諧振頻率點及附近頻率段的諧波含量;電網(wǎng)電壓發(fā)生±5%以內(nèi)電壓突變時,該方法的動態(tài)響應(yīng)特性仍能滿足系統(tǒng)的穩(wěn)定運行要求。

弱電網(wǎng);并網(wǎng)逆變器;有源阻尼控制;自適應(yīng)控制;陷波濾波器

0 引 言

分布式發(fā)電系統(tǒng)(Distribution Power Generation Systems,DG)包括風(fēng)力、光伏等新能源發(fā)電裝置,由于能夠在緩解能源危機的同時減少傳統(tǒng)化石燃料燃燒帶來的溫室氣體排放而得到大力推廣。分布式發(fā)電裝置等電力電子裝置越來越多地接人,向電網(wǎng)添加了大量非線性負載。另外,由于我國風(fēng)力和光伏能源集中在西北部等較偏遠地區(qū),遠距離的輸電線路不可避免地向電網(wǎng)引人線路阻抗。從而引發(fā)了電網(wǎng)諧波污染、電網(wǎng)電壓畸變等問題,嚴重影響電能質(zhì)量,使電網(wǎng)的條件變得更加復(fù)雜。此時電網(wǎng)與電力二次裝置聯(lián)系較弱,即稱為弱電網(wǎng)。弱電網(wǎng)情況下的電網(wǎng)仿真模型不再是單純的穩(wěn)壓交流電源,而應(yīng)附加一個串聯(lián)的RL支路來等效代替［1］。

弱電網(wǎng)反過來也會對分布式電源與電網(wǎng)之間的逆變器裝置產(chǎn)生影響。文獻［2］指出,變化的電網(wǎng)阻抗給逆變器的穩(wěn)定性、電流控制策略、LCL濾波器的參數(shù)設(shè)計以及有源阻尼控制方法的適用性等都帶來了挑戰(zhàn),本文針對其中的有源阻尼控制方法進行了改善。

目前研究較多的有源阻尼控制方法可以分為以下幾類:第一類,單一電流環(huán)方案:基于濾波電容電流的有源阻尼反饋［3］、基于濾波電容電壓的有源阻尼反饋［4］以及基于濾波電容電壓的有源阻尼反饋［5］都屬于這一類;第二類,前向通路附加濾波器的方案:例如基于帶通濾波器有源阻尼控制［6］;第三類,基于降階模型的有源阻尼方案:這類方法中典型的應(yīng)用有分裂電容電流控制法［7-8］;第四類,利用狀態(tài)反饋法進行閉環(huán)設(shè)計的方案:對多個狀態(tài)變量組合并進行加權(quán)計算,實現(xiàn)了特征方程的完全配置［9］。然而上述方法都是在LCL參數(shù)及電網(wǎng)感抗值唯一確定的情況下才能保證其有效性,弱電網(wǎng)情況下將失去其適應(yīng)性［10］。

本文針對電網(wǎng)感抗變化帶來的諧振點偏移問題,采用自適應(yīng)陷波濾波器作為突破點,提出了一種能夠自適應(yīng)地改變控制參數(shù),對電網(wǎng)感抗在一定范圍內(nèi)變化的電網(wǎng)情況都有效的有源阻尼控制方法。第一部分對電網(wǎng)感抗與LCL諧振點的關(guān)系進行了具體闡述,第二部分分析了基于帶阻濾波器有源阻尼控制方法的機理及優(yōu)缺點,第三部分介紹了自適應(yīng)陷波濾波器的工作原理,驗證了自適應(yīng)陷波濾波器取代傳統(tǒng)帶阻濾波器的可行性,第四部分包括系統(tǒng)的整體框圖和參數(shù)確認,第五部分仿真實驗。

1 電網(wǎng)阻抗對LCL諧振點的影響

為了說明電網(wǎng)感抗Lg對LCL諧振頻率點的影響,先根據(jù)圖1推導(dǎo)兩者關(guān)系。

圖1 LCL濾波器拓撲Fig.1 Topology of LCL filter

圖1 所示,電網(wǎng)感抗的加人相當于在LCL網(wǎng)側(cè)串人一個附加電感,因此諧振頻率點的推導(dǎo)公式改寫為:

由式(1),Lg的變化將直接影響諧振頻率的大小,當Lg在0 mH到1.5 mH之間變化時,諧振頻率隨Lg變化的曲線如圖2所示?？芍猣res與Lg成負相關(guān)關(guān)系,fres隨Lg的增大而逐漸降低。

圖2 Lg與fres的關(guān)系曲線Fig.2 Relation curve between Lgand fres

2 基于帶阻濾波器的有源阻尼控制方法

LCL濾波器因?qū)﹂_關(guān)頻率以上高次諧波具有很好的抑制效果而被廣泛用作光伏并網(wǎng)逆變器與電網(wǎng)的接口,但它的存在同時增加了系統(tǒng)階數(shù),帶來了諧振尖峰問題,對系統(tǒng)的控制策略提出了更加嚴格的要求。常用的抑制諧振增加系統(tǒng)阻尼的方法分為兩類:無源阻尼和有源阻尼控制方法。前者較為簡單,但會產(chǎn)生不必要的損耗,降低系統(tǒng)效率［11］,因此大功率光伏并網(wǎng)系統(tǒng)中通常采用有源阻尼控制方法。

常用的有源阻尼控制方法通過對含有諧振尖峰的環(huán)節(jié)G(s)添加一個H(s)反饋環(huán)節(jié)進行反饋校正實現(xiàn)［11］。

圖3 典型的反饋系統(tǒng)Fig.3 Typical feedback system

圖3 所示為典型反饋系統(tǒng)的控制原理,當反饋環(huán)節(jié)滿足諧振頻率附近處1+G(jωres)H(jωres)實部大于零,即可實現(xiàn)諧振尖峰的抑制。由于諧振頻率處網(wǎng)側(cè)電感、逆變器側(cè)電感以及濾波電容處的電流電壓信號相位變化范圍各不相同［12］,反饋信號所取不同時需采用的反饋環(huán)節(jié)也相應(yīng)發(fā)生改變,以實現(xiàn)相位的超前滯后,最終使得1+G(jωres) H(jωres)在一、四象限范圍內(nèi)。

然而,實際應(yīng)用中通常需要考慮采樣延時和計算延時的影響(相當于在反饋環(huán)節(jié)中附加了慣性延遲環(huán)節(jié)),這些非理想因素雖然不會導(dǎo)致系統(tǒng)的失穩(wěn),但卻會影響有源阻尼控制的有效性。為避免此影響,本文考慮在前向通道G(s)中直接加人校正環(huán)節(jié)的有源阻尼控制方法。

具體控制框圖如圖4所示,參照文獻［6］所提出的基于帶通濾波器的有源阻尼控制方法,用帶阻濾波器來替代帶通濾波器實現(xiàn)同樣功能,在不額外增加傳感器的前提下,將帶阻濾波環(huán)節(jié)添加在調(diào)制波發(fā)生環(huán)節(jié)之前,實現(xiàn)一種基于帶阻濾波器的有源阻尼控制方法。

圖4 基于帶阻濾波器的有源阻尼方案Fig.4 Band-reject filter based active dam ping control strategy

從圖中可以看出,前向通道中原本經(jīng)由PR電流調(diào)節(jié)器輸出的調(diào)制波U*inv,再通過帶阻濾波器的調(diào)節(jié)輸出最終的調(diào)制波Uinv,送給PWM波發(fā)生模塊。對電網(wǎng)側(cè)的電流進行采樣,再通過一個單位反饋構(gòu)成閉環(huán),就形成了整個控制策略。

由此可以推導(dǎo)出整個系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù):

根據(jù)式(2)、式(3)繪制帶阻濾波器加人前后的系統(tǒng)開環(huán)波特圖,用作對比分析,如圖5所示。

圖5 系統(tǒng)波特圖Fig.5 System bode plot

對比圖中三條曲線,可以看出,直線代表的沒有加人帶阻濾波環(huán)節(jié)的原系統(tǒng)波特圖中存在一個十分明顯的諧振尖峰,點劃線所示帶阻濾波器環(huán)節(jié)在同一頻率處產(chǎn)生了一個負的諧振尖峰,與之疊加使得原系統(tǒng)中的諧振尖峰得到抵消,由此,虛線所示加人帶阻濾波環(huán)節(jié)后的控制策略下的系統(tǒng)不再存在尖峰等不穩(wěn)定因素。另外,如圖直線和點劃線所示,系統(tǒng)低頻和高頻開環(huán)增益受到帶阻濾波器的影響很微弱,可以忽略不計,說明了其引人并不會破壞LCL濾波環(huán)節(jié)對高頻信號的抑制效果,同時也保持了PR控制器對基頻信號的良好跟蹤效果。最后,從相位特性上看,原系統(tǒng)中由LCL環(huán)節(jié)引人的共軛極點所引發(fā)的諧振頻率處180°相位突變也得到了改善。

圖6為帶阻濾波器加人前后的系統(tǒng)閉環(huán)零極點分布圖。圖6(a)所示加人有源阻尼控制前系統(tǒng)具有分布在正半實軸的極點,說明此時系統(tǒng)是不能穩(wěn)定的。加人帶阻濾波器后系統(tǒng)零極點分布如圖6(b)所示,原本給系統(tǒng)帶來不穩(wěn)定因素的共軛極點進人負半軸區(qū)域,并且,從距離虛軸的位置可以看出,與主導(dǎo)極點相比,該極點的影響可以忽略不計。系統(tǒng)的主導(dǎo)極點在加人帶阻濾波器環(huán)節(jié)后沒有發(fā)生偏移,說明帶阻濾波器環(huán)節(jié)不會改變系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)速度以及阻尼特性。由此,本方法的有效性得到了理論上的支持。

圖6 系統(tǒng)閉環(huán)零極點分布Fig.6 System zero-pole distribution

保持PR控制器參數(shù)以及GBEF參數(shù)不變,Lg取值變化為0.3mH,系統(tǒng)波特圖有所改變,如圖7所示。

圖7 Lg參數(shù)發(fā)生改變時的系統(tǒng)波特圖Fig.7 System bode p lot w ith a changed Lgvalue

圖中原系統(tǒng)中的諧振尖峰發(fā)生偏移,不能被帶阻濾波器產(chǎn)生的負諧振尖峰抵消,有源阻尼控制失效。因此傳統(tǒng)基于帶阻濾波器的有源阻尼控制方法存在其局限性。

光伏逆變器接人點的改變必然會引起等效電網(wǎng)感抗值的變化,并且,隨著分布式發(fā)電系統(tǒng)越來越多的接人到電網(wǎng)當中,同一接人點的電網(wǎng)感抗值也不是一成不變的,因此,構(gòu)建一種能夠適應(yīng)一定范圍內(nèi)電網(wǎng)感抗變化的有源阻尼控制方法十分重要。

3 自適應(yīng)陷波濾波器

上節(jié)提到電網(wǎng)感抗發(fā)生改變時,傳統(tǒng)基于帶阻濾波器的有源阻尼控制方法失去適應(yīng)性,因而這里考慮引人在聲學(xué)去噪領(lǐng)域應(yīng)用廣泛的自適應(yīng)陷波濾波器,用它來代替?zhèn)鹘y(tǒng)帶阻濾波環(huán)節(jié),實現(xiàn)隨諧振點偏移而自適應(yīng)調(diào)節(jié)參數(shù)的有源阻尼控制方法。

下面介紹自適應(yīng)陷波濾波器的基本工作原理,參照圖8進行分析［13］。

圖8 自適應(yīng)陷波濾波器原理Fig.8 W orking princip le for adaptive notch filter

圖中x(t)為輸人信號,即疊加有干擾信號的原始信號,s(t)為目標信號,n(t)為需要濾除的干擾信號,rs(t)=A sinωot為參考信號,是一個同干擾信號相關(guān)的純正弦信號,參考信號90°相移后得到rc(t),rc(t)與rs(t)進行加權(quán)運算得到y(tǒng)(t),ε(t)為自適應(yīng)陷波濾波器的輸出信號,也就是對原始信號特定頻率諧波濾除后的信號,其值等于原始信號x(t)與加權(quán)值y(t)的差。

LMS模塊的作用是對加權(quán)值W1、W2進行迭代更新,其中rs(t)、rc(t)、ε(t)作為輸人信號輸人到LMS算法模塊中,W1(t)、W2(t)作為模塊的輸出,內(nèi)部采用最小均方的迭代算法(LMS算法),目的是使誤差信號ε(t)的功率ε2(t) 趨于極小值,套用文獻［14］中的公式,權(quán)函數(shù)迭代方法如下:

其中μ代表自適應(yīng)迭代步長,k為與時間相關(guān)的迭代序列,并有t=kτ,τ為采樣時間間隔。

文獻［14］同時推導(dǎo)出了自適應(yīng)陷波濾波器的等效傳遞函數(shù),表達式如下:

對比發(fā)現(xiàn)式(6)與前文所介紹帶阻濾波器的傳遞函數(shù)具有相同形式,對頻率為ωo/2πHz的信號同樣具有無窮大衰減功能,令μA2/τ=ωo/Q,則自適應(yīng)陷波濾波器可以完全等效為中心頻率ωo的帶阻濾波器。與帶阻濾波器類似,μA2取值越大,相應(yīng)的品質(zhì)因數(shù)就越小,系統(tǒng)的帶寬就越大。因此可以通過優(yōu)化μA2的取值來改善陷波濾波器的響應(yīng)特性。由于自適應(yīng)陷波濾波器的中心頻率即參考信號頻率易于更改,改變參考信號頻率可靈活地對陷波濾波器的中心頻率進行調(diào)整,實現(xiàn)濾波器在干擾信號頻率改變時的自適應(yīng)性,因此能夠滿足一定變化范圍電網(wǎng)感抗條件下的有源阻尼控制要求。

4 總體系統(tǒng)框圖及參數(shù)設(shè)置

4.1 總系統(tǒng)框圖

上文給出了一種基于帶阻濾波器的有源阻尼控制方法,同時證明了采用自適應(yīng)陷波濾波器代替帶阻濾波器可以實現(xiàn)有源阻尼控制的自適應(yīng)性。

在此基礎(chǔ)上,可以得出本文的最終控制策略——基于自適應(yīng)陷波濾波器的有源阻尼控制方法?？傮w控制框圖如圖9所示,這里電流環(huán)采用準PR控制方法。

圖9 基于自適應(yīng)陷波濾波器的有源阻尼控制方案Fig.9 Adaptive notch filter based active damping control system fram ework

4.2 自適應(yīng)濾波器參數(shù)設(shè)置

為了更好地實現(xiàn)并網(wǎng)電流跟蹤及有源阻尼控制的效果,下面對控制器參數(shù)的選取方法進行簡要分析。由于本文主要研究對象為自適應(yīng)陷波控制器,因而準PR控制器參數(shù)的選取在這里不作為重點,下文針對自適應(yīng)陷波濾波器的主要參數(shù):收斂因子μ、迭代步長τ進行說明。

首先分析迭代步長τ對系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)速度的影響。為觀察方便,我們可以將目標信號設(shè)置為諧波成分較為簡單的:s(t)=sin(2πt)+sin(2π×2t)+ sin(2π×5t),疊加上n(t)=0.1cos(2π×50t)的干擾信號后作為原始信號輸人到自適應(yīng)陷波濾波器中,改變τ值,觀察不同步長τ下系統(tǒng)的響應(yīng)結(jié)果,如圖10和圖11所示,分別對應(yīng)了τ=3×10-4s(圖10)以及τ=3×10-3s(圖11)時的系統(tǒng)。仔細觀察可以發(fā)現(xiàn)圖11中的輸出信號比圖10中的收斂要慢,收斂時間更長。由此可以得出步長越短,收斂速度越快的結(jié)論。然而為減小自適應(yīng)迭代權(quán)噪聲,步長的選取又不能過分小,本實驗選取τ=1×10-5s。

圖11 步長τ=3×10-3s時的系統(tǒng)響應(yīng)Fig.11 System response whenτ=3×10-3s

確定了τ的取值后,下面分析迭代因子μ的選取原則,圖12、圖13分別給出了不同μ值下的系統(tǒng)開環(huán)波特圖及階躍響應(yīng)曲線,反映了μ值的選取對系統(tǒng)動靜態(tài)特性的影響。圖12所示,各μ值下的系統(tǒng)低頻段和高頻段開環(huán)幅相曲線基本重合,只在諧振頻率附近存在差異。并且μ值越大,開環(huán)增益越小,帶寬越寬,對諧振頻率點及附近諧波含量的抑制效果也越明顯,因此可以推斷出μ值越大,諧振頻率點發(fā)生微小偏移時的有源阻尼控制效果就越能得到保證。然而,如圖13所示,當μ=0.01或0.008時,系統(tǒng)的單位階躍響應(yīng)雖能收斂,但卻出現(xiàn)了疊加的新低次諧波,這個現(xiàn)象說明μ的取值也并非越大越好。當μ分別取為0.02、0.03、0.05、0.08時,系統(tǒng)單位階躍響應(yīng)的超調(diào)量逐漸增大,收斂速度卻沒有太大的差別。因此,這里選取超調(diào)量較小且不會給系統(tǒng)引人新諧波的0.02作為收斂因子μ的取值。

圖12 不同μ值下的系統(tǒng)開環(huán)波特圖Fig.12 System open loop bode plot under differentμvalue

圖13 不同μ值下的系統(tǒng)階躍響應(yīng)Fig.13 System step respond under differentμvalue

這樣τ,μ,A的取值都得到了唯一的確定,但是回過頭再來考慮該等式μA2/τ=ωo/Q時,卻會發(fā)現(xiàn)一個問題:若保持τ,μ,A的取值不變,當ωo因為弱電網(wǎng)特性下等效電網(wǎng)感抗的改變而發(fā)生偏移時,為保證系統(tǒng)的Q值不變,τ,μ,A的取值也應(yīng)該做同比例放大或縮小。因此選擇上述仿真中對應(yīng)的ωref= 133作為基準頻率,令kω=ωo/ωref,仍然忽略τ,A對系統(tǒng)動靜態(tài)特性的影響,在自適應(yīng)調(diào)整陷波濾波器中心頻率ωo的同時調(diào)整μ的取值為kωμ。由此附加有參數(shù)自適應(yīng)校正環(huán)節(jié)的總系統(tǒng)有源阻尼控制方案唯一確定,具體的參數(shù)校正實現(xiàn)由LMS算法的軟件編程完成。

5 仿真驗證

上文確定了系統(tǒng)的整體控制框圖及參數(shù),下面通過Matlab/SIMULINK平臺搭建7kVA光伏逆變系統(tǒng)仿真模型以驗證本文所提方法的有效性。圖14給出了系統(tǒng)拓撲結(jié)構(gòu)。

圖14 光伏并網(wǎng)逆變器拓撲Fig.14 PV grid-connected inverter system topology

系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置參照表1,其中PWM波形的發(fā)生采用雙極性調(diào)制方法,自適應(yīng)陷波濾波器中的LMS算法模塊通過自定義編寫S-function模塊實現(xiàn)。按照表1的參數(shù)進行仿真設(shè)置,得出如圖15所示的仿真結(jié)果。

表1 系統(tǒng)參數(shù)Table 1 System parameters

圖15(a)中并網(wǎng)電流在3/4個基波周期后跟蹤上電網(wǎng)電壓相位,并一直保持了對電網(wǎng)相位的跟隨,滿足了逆變器并網(wǎng)單位功率因數(shù)運行的要求。圖15(b)為逆變器直接輸出的逆變器側(cè)電感電流,其波形相較于圖15(a)明顯多出大量開關(guān)頻率次諧波,對比兩圖,又可以驗證LCL濾波器對高次諧波的優(yōu)良的抑制效果。

為充分驗證該方法的有效性及自適應(yīng)性,本文選取了兩組不同控制條件下的并網(wǎng)電流FFT數(shù)據(jù)結(jié)果,并進行對比分析:第一組通過對比自適應(yīng)陷波濾波器加人前后系統(tǒng)并網(wǎng)電流中諧振頻率諧波含量的大小,驗證了其有效性;第二組則通過對比電網(wǎng)感抗發(fā)生改變情況下傳統(tǒng)基于帶阻濾波器的有源阻尼控制方法及基于自適應(yīng)陷波濾波器的有源阻尼控制方法的有效性,驗證了其自適應(yīng)性。

圖15 并網(wǎng)電流Ig的跟蹤效果以及LCL濾波器濾波效果Fig.15 Tracking accuracy of the current Igand LCL filter filtering effect IL1

5.1 有效性驗證

圖16、圖17分別為加人自適應(yīng)陷波濾波器有源阻尼控制模塊前后的系統(tǒng)并網(wǎng)電流頻譜分析圖,對比可知,系統(tǒng)諧振頻率(873.48 Hz)處以及附近頻率的諧波含量在采用該有源阻尼控制方法后大幅下降。同時表2列出了兩種情況下的具體諧波含量值,對比也可以看出該方法對諧振頻率附近的諧波具有明顯抑制效果,從而驗證了該方法的有效性。

圖16 并網(wǎng)電流IgFFT(無有源阻尼)Fig.16 Grid-connected current IgFFT(w ithout adopting active dam ping control)

圖17 并網(wǎng)電流IgFFT(含自適應(yīng)有源阻尼)Fig.17 G rid-connected current IgFFT(adopting active damping control)

表2 諧波含量對比Table 2 Harm onic contents com parison

5.2 自適應(yīng)性驗證

改變系統(tǒng)參數(shù),使Lg從0.1 mH變化為0.5 mH,理論推導(dǎo)得出此時的系統(tǒng)諧振尖峰應(yīng)偏移到748 Hz處。分別觀察無有源阻尼控制方法,傳統(tǒng)有源阻尼控制方法以及自適應(yīng)陷波濾波器有源阻尼控制方法的控制效果。仍采用對并網(wǎng)電流諧振頻率附近含量的抑制效果來衡量控制方法的有效性,得出圖18～圖20所示結(jié)果,分別表示無阻尼控制,傳統(tǒng)阻尼控制,以及自適應(yīng)有源阻尼控制結(jié)果。為更清晰地對比圖19、圖20的仿真效果,將圖19與圖20所對應(yīng)具體諧波含量的數(shù)值表示列于表3中。

圖18 無有源阻尼控制仿真結(jié)果Fig.18 Control result w ithout adopting active damping

圖19 傳統(tǒng)有源阻尼控制仿真結(jié)果Fig.19 Control resu lt w ith traditional active dam ping

圖20 自適應(yīng)有源阻尼控制仿真結(jié)果Fig.20 Control result w ith adaptive active dam ping

表3 諧波含量對比Table 3 Harmonic contents comparison

對比圖18與圖16不難發(fā)現(xiàn),電網(wǎng)電感值的波動導(dǎo)致了系統(tǒng)諧振尖峰的偏移,新的諧振被顯示于748 Hz附近頻率段,呼應(yīng)了前文電網(wǎng)感抗對電網(wǎng)電流高頻段影響的分析。

縱向?qū)Ρ韧陥D18、圖16對應(yīng)兩組電網(wǎng)感抗值下的系統(tǒng)響應(yīng)后,再來對比分析電網(wǎng)感抗發(fā)生變動時兩種控制方法的諧振抑制效果,即驗證傳統(tǒng)有源阻尼控制方法及自適應(yīng)有源阻尼控制方法的自適應(yīng)性。

首先可以肯定的是,圖19及圖20中748 Hz附近的諧波含量相較圖18都存在明顯下降,而圖19中748 Hz附近的諧振含量仍然高于其他頻率,呈現(xiàn)出較弱的諧振現(xiàn)象。相較之下,圖20中748 Hz附近頻率段的諧波含量下降趨勢更為突出,下降后基本與其他頻率段持平,諧振尖峰完全消除。表3中的實驗數(shù)據(jù)也再次支持了這一實驗結(jié)果,佐證了自適應(yīng)有源阻尼控制方法較傳統(tǒng)有源阻尼控制方法具備對新諧振尖峰更突出的抑制效果。

綜上所述自適應(yīng)控制算法能夠在電網(wǎng)參數(shù)發(fā)生變化時及時調(diào)整自身參數(shù)從而表現(xiàn)出更為優(yōu)越的性能,而傳統(tǒng)阻尼控制方法則不具備這一自適應(yīng)特性。

5.3 電網(wǎng)條件突變時的系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)特性

驗證完基于自適應(yīng)陷波濾波器有源阻尼控制方法的有效性和自適應(yīng)性能之后,分兩種情況來考察自適應(yīng)控制方法的動態(tài)響應(yīng)特性:第一種是電網(wǎng)電感發(fā)生瞬時突變的情況,第二種是理想電網(wǎng)負載突變的情況。設(shè)置0.1 s時刻,電網(wǎng)電感由0.1mH變化為0.5mH,得出相對應(yīng)輸出并網(wǎng)電流的波形如圖21所示。

圖21 電網(wǎng)感抗突變下的動態(tài)響應(yīng)Fig.21 Dynam ic response w ith a sudden im pedance change

由圖21可知,系統(tǒng)參數(shù)突變時,自適應(yīng)有源阻尼控制可以迅速做出調(diào)整并達到穩(wěn)定收斂的結(jié)果,調(diào)整過程當中并不會導(dǎo)致失穩(wěn)或超調(diào)現(xiàn)象,證明了自適應(yīng)有源阻尼控制方法良好的動態(tài)響應(yīng)特性。

下面再來考慮電網(wǎng)負載突變的情況,實際電網(wǎng)電壓運行的最大變動范圍為±5%,因此這里將電網(wǎng)電壓做如下設(shè)置:0.1 s時由220 V跳變成231 V,0.2 s時由231 V越變?yōu)?09 V。如果系統(tǒng)能夠滿足該條件下的電網(wǎng)負載波動,則電網(wǎng)的正常運行要求也能得以滿足,仿真結(jié)果如圖22所示。

如圖22所示,隨著電網(wǎng)電壓的波動,并網(wǎng)電流整體保持穩(wěn)定,僅在0.1 s及0.2 s時刻后的半個周期內(nèi)存在小幅波動,但是波動范圍很小,動態(tài)響應(yīng)過程較短,能夠滿足系統(tǒng)穩(wěn)定性的要求,對電網(wǎng)造成的不良影響基本可以忽略。

綜上所述,在電網(wǎng)參數(shù)發(fā)生突變時,本文提出的基于自適應(yīng)陷波濾波器的有源阻尼控制方法能夠同時滿足系統(tǒng)的動穩(wěn)態(tài)特性要求。

圖22 電網(wǎng)負載波動下的動態(tài)響應(yīng)Fig.22 Dynam ic response w ith a sudden grid-voltage change

6 結(jié) 論

本文分析了光伏逆變系統(tǒng)中電網(wǎng)感抗對于LCL諧振點的影響,在基于帶阻濾波器的有源阻尼控制方法基礎(chǔ)上,引人自適應(yīng)陷波濾波器,提出了一種能夠跟隨電網(wǎng)感抗值變化自適應(yīng)調(diào)整控制參數(shù)的有源阻尼控制方法,分析了其控制機理,并通過7kVA的光伏逆變系統(tǒng)仿真模型驗證了該方法的有效性及自適應(yīng)性,得出了如下結(jié)論:

1)隨著電網(wǎng)感抗值的波動,LCL諧振頻率呈負相關(guān)變化;

2)自適應(yīng)陷波濾波器能夠代替帶阻濾波器實現(xiàn)衰減特定頻譜段波形的作用;

3)自適應(yīng)陷波濾波器的參數(shù)τ與收斂速度相關(guān),參數(shù)μ與系統(tǒng)帶寬以及動態(tài)響應(yīng)的收斂性相關(guān);

4)該基于自適應(yīng)陷波濾波器的有源阻尼控制方法能夠很好的滿足弱電網(wǎng)情況下的動穩(wěn)態(tài)響應(yīng)要求。

該有源阻尼控制方法原理簡單,但是需要以對電網(wǎng)感抗值的準確測量為前提,額外增加了電網(wǎng)感抗在線測量的技術(shù)成本。但其控制結(jié)構(gòu)簡單,容易實現(xiàn),并且提高了電網(wǎng)的適應(yīng)性,具有一定的應(yīng)用前景和發(fā)展空間。

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(編輯:張詩閣)

Adaptive notch filter based active damping controlmethod

WANG Ping, CAIMeng-meng, WANGWei
(Smart Grid Key Laboratory of Education Ministry,Electrical Engineering and Automation Department,Tianjin University,Tianjin 300072,China)

The LCL filter iswidely applied as interface between grid-connected inverter and grid due to a preferable high frequency attenuation characteristic.In the condition of weak grid,impedance value of grid model cannot be ignored,and the existence of grid impedance results in different LCL resonant frequencies,which challenges traditional active damping control.Based on the analysis of band pass filter based active damping control strategy,an adaptive active damping control was proposed by introducing the application of active notch filter,which can adjust the position of negative resonance point adaptively so as tomanage sudden grid changes.Theoretical analysis and simulation results presented on the platform of grid-connected PV inverter system indicate the effectiveness and adaptability of this active damping strategy:deviation of system resonance point is correctly traced,besides,harmonic contents of the resonance point and nearby frequency bands is significantly reduced.In addition,system stability can be ensured by the rapid dynamic response characteristic when there is a voltage leap within±5%.

weak grid;grid-connected inverter;active damping control;self-adaptation control;notch filter

10.15938/j.emc.2015.09.016

TP 13

A

1007-449X(2015)09-0108-09

2014-04-03

高等學(xué)校博士學(xué)科點專項科研基金(20120032110070)

王 萍(1959—),女,教授,博士生導(dǎo)師,研究方向為電力電子變換術(shù)及其控制、智能檢測與控制、電子電路與系統(tǒng);蔡蒙蒙(1990—),女,碩士研究生,研究方向為光伏并網(wǎng)逆變器及其控制;王 尉(1990—),男,碩士研究生,研究方向為電力電子變換技術(shù)。

蔡蒙蒙