王強, 陳祥雪, 劉巖松, 王天施, 劉曉琴

(遼寧石油化工大學(xué)信息與控制工程學(xué)院,遼寧撫順113001)

直流母線上無輔助開關(guān)的諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器

王強, 陳祥雪, 劉巖松, 王天施, 劉曉琴

(遼寧石油化工大學(xué)信息與控制工程學(xué)院,遼寧撫順113001)

為解決諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的直流母線上設(shè)置的輔助開關(guān)器件制約了其效率提高這一問題,提出一種新型諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),其直流母線上沒串聯(lián)輔助開關(guān)器件和諧振元件,有助于降低輔助諧振電路的損耗和提高效率。此外,與同類型的軟開關(guān)逆變器相比,與儲能電容串聯(lián)的輔助開關(guān)并聯(lián)了額外的諧振電容,可以進(jìn)一步降低關(guān)斷損耗。采用相平面分析法來研究拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的動力學(xué)行為、軟開關(guān)條件以及設(shè)計規(guī)則,并建立分壓電容的電壓偏差量的數(shù)學(xué)模型。搭建了一臺20 kW的實驗樣機,實驗結(jié)果表明該軟開關(guān)逆變器相比于硬開關(guān)逆變器,滿載時的效率提高值不低于輕載時的效率提高值。因此,該軟開關(guān)逆變器能降低輔助諧振電路的能耗,保障電能的高效利用。

諧振直流環(huán)節(jié);輔助開關(guān);逆變器;軟開關(guān);開關(guān)損耗

0 引 言

自從20世紀(jì)80年代初提出諧振開關(guān)-軟性開關(guān)的概念,吸引了大量的研究人員,成為電力電子領(lǐng)域的研究熱點。近年來研究比較集中的軟開關(guān)逆變器從輔助諧振電路的位置上主要分為諧振極逆變器和諧振直流環(huán)節(jié)逆變器。其中諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變電路與其它的軟開關(guān)逆變電路相比,有許多明顯優(yōu)勢,例如結(jié)構(gòu)簡單,輔助元件少。盡管該成果未達(dá)到完全成熟的程度,但廣闊的應(yīng)用前景已得到公認(rèn),諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器將成為下一代逆變器的發(fā)展主流［1］。

通過分析國內(nèi)外關(guān)于諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的文獻(xiàn),可以總結(jié)出目前各種改進(jìn)的諧振直流環(huán)節(jié)逆變器在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)方面仍然需要進(jìn)一步完善。有源籍位諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的輔助諧振單元中,諧振電感位于直流母線上,造成諧振電感上的損耗較大［2-4］;并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的輔助諧振單元中,諧振電感位于直流母線的并聯(lián)支路上,降低了電感損耗,但是,至少有一個輔助開關(guān)器件被設(shè)置在直流母線上,導(dǎo)致該輔助開關(guān)器件的通態(tài)損耗較大,增加了輔助諧振單元的總損耗［5-16］。在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)上的缺點將導(dǎo)致輕載時諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器的效率相比于硬開關(guān)逆變器,優(yōu)勢明顯;在滿載時相比于硬開關(guān)逆變器,效率提升較小。設(shè)置在直流母線上的輔助開關(guān)制約了諧振直流環(huán)節(jié)逆變器效率提高,這是其在高功率領(lǐng)域應(yīng)用推廣不多的原因之一。

綜上所述,為將諧振直流環(huán)節(jié)逆變器向高功率領(lǐng)域應(yīng)用推廣,研究人員提出了一類直流母線上無輔助開關(guān)的諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)［17-18］,顯著特點是諧振電感和輔助開關(guān)器件都位于直流母線的并聯(lián)支路上,有利于降低輔助諧振電路的損耗。此外,該類拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)共同點是有1個輔助開關(guān)器件與儲能電容串聯(lián)在直流母線之間的一個支路上,通過該輔助開關(guān)器件來控制諧振過程,但是該輔助開關(guān)器件沒有直接并聯(lián)電容,當(dāng)該輔助開關(guān)器件關(guān)斷時,僅依靠逆變器橋臂上的緩沖電容來限制該輔助開關(guān)器件關(guān)斷時刻的電壓變化率,這并不能有效降低該輔助開關(guān)的關(guān)斷損耗,而且隨著開關(guān)頻率的提高,它的關(guān)斷損耗會顯著增加,影響逆變器的效率。本文提出了一種新型直流母線上無輔助開關(guān)的諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器。在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)方面,與相關(guān)文獻(xiàn)提出的直流母線上無輔助開關(guān)的諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比,本文的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中與儲能電容直接串聯(lián)的輔助開關(guān)器件并聯(lián)了諧振電容,有利于進(jìn)一步有效降低該輔助開關(guān)的關(guān)斷損耗,而且在該輔助開關(guān)器件上直接并聯(lián)諧振電容,相當(dāng)于增加了直流母線之間等效諧振電容值,也有利于進(jìn)一步降低逆變器主開關(guān)器件的關(guān)斷損耗,這是本文的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在這一類直流母線上無輔助開關(guān)的軟開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中的優(yōu)勢所在。當(dāng)然該優(yōu)勢的取得是以增加輔助電路中的器件個數(shù)和諧振電流為代價,但是以此為代價,可以進(jìn)一步有效降低開關(guān)損耗,使進(jìn)一步減小的開關(guān)損耗大于輔助電路增加的損耗,從而可以進(jìn)一步提高效率。

1 電路結(jié)構(gòu)及工作原理

1.1 電路結(jié)構(gòu)

針對設(shè)置在直流母線上的輔助開關(guān)制約了諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的效率提高這一問題,提出一種直流母線上無輔助開關(guān)的新型諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),如圖1所示,由電流型脈沖寬度調(diào)制(pulse width modulation,PWM)可控整流器,輔助諧振電路和電壓型PWM逆變器電路組成,逆變器的直流電源由電流型PWM可控整流器提供,如圖1所示。輔助諧振電路包括電解電容CF1和CF2,諧振電容Cr1,諧振電感Lr,輔助開關(guān)器件Sa1和Sa2及其反并聯(lián)二極管Da1和Da2。PWM逆變器的橋臂上的各開關(guān)器件都并聯(lián)緩沖電容Cs,輔助諧振電路為PWM逆變器開關(guān)器件提供零電壓開關(guān)條件。三相逆變橋的開關(guān)器件在直流母線零電壓凹槽期間關(guān)斷或開通,功率器件開關(guān)時無電壓和電流的重疊,從而降低了開關(guān)損耗。為簡化分析,做如下假設(shè):1)器件均為理想工作狀態(tài);2)負(fù)載電感遠(yuǎn)大于諧振電感,逆變橋開關(guān)狀態(tài)過渡瞬間的負(fù)載電流可以認(rèn)為是恒流源I0,其數(shù)值取決于各相電流的瞬時值及逆變橋6個開關(guān)器件的開關(guān)狀態(tài);3)逆變器的6個主開關(guān)器件等效為Sinv,主開關(guān)器件反并聯(lián)的續(xù)流二極管等效為Dinv,當(dāng)Sinv導(dǎo)通時,表示橋臂瞬間短路; 4)逆變器的6個緩沖電容Cs等效為Cr2,取Cr2= 3Cs,這是因為逆變器各橋臂上下任意一方的開關(guān)器件接通時,都使與其并聯(lián)的電容Cs短路,正常工作時3個橋臂上的電容相當(dāng)于3個電容并聯(lián)。圖1所示的新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可等效為如圖2所示的電路,Sinv,Dinv和I0組成了PWM逆變器的等效電路,直流電源E和直流側(cè)濾波電感Ld組合在一起等效電流型PWM可控整流器。此外,當(dāng)直流母線電壓為零時,直流電源不向負(fù)載傳輸電能,負(fù)載電流通過Dinv續(xù)流,如圖4(e),圖4(f)和圖4(g)所示。作為初始條件設(shè)電容Cr1的電壓uCr1等于0,電容Cr2的電壓uCr2等于E,分壓電容CF1和CF2的電壓滿足UCF1= UCF2=E/2,Cr1和Cr2比CF1、CF2的電容值小很多。負(fù)荷電流I0以圖2所示方向流過,各部分電流電壓都以圖2所示的方向為正。電路的特征工作波形如圖3所示,各工作模式的等效電路如圖4所示。

圖1 直流母線上無輔助開關(guān)的諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器Fig.1 Resonant DC link soft-sw itching inverter w ithout auxiliary sw itches on the DC bus

圖2 逆變器的等效電路Fig.2 Equivalent circuit of proposed inverter

圖3 電路的特征工作波形Fig.3 Characteristic waveforms of circuit

1.2 工作原理

本電路在一個開關(guān)周期內(nèi)可以分為9個工作模式,電路的特征工作波形如圖3所示,各工作模式的等效電路如圖4所示,其中各模式的直流母線上的電流i1=Id;在模式1,模式2,模式3,模式4,模式8和模式9中,i2=I0,i3=Ib1;在模式5,模式6和模式7中,i3=iLr。該電路中含有3個換能元件Cr1、Cr2和Lr,整個系統(tǒng)用狀態(tài)變量uCr1、uCr2、iLr表征。選用電感電流iLr分別與電壓狀態(tài)變量uCr1和uCr2組合,形成兩個相平面來分析整個電路。

圖4 各工作模式的等效電路Fig.4 Equivalent circuits under different operation modes

以模式1為初始狀態(tài),電路的工作過程如下:

模式1(t～t0):如圖4(a)所示,初始狀態(tài),直流母線電流i1分為兩部分電流i2和i3,i2流向負(fù)載,i3經(jīng)過Sa1的反并聯(lián)二極管Da1流向電容CF1,此時Sa1處于開通狀態(tài),電路工作在穩(wěn)態(tài)。此時,uCr1=0,uCr2= E,iLr=0。本模式的運動軌跡為一點如相平面圖所示。

模式2(t0～t1):在t0時刻,給Sa2觸發(fā)信號,使其導(dǎo)通,回路狀態(tài)如圖4(b)所示。在Lr的作用下,降低了流過Sa2的電流的上升率,所以Sa2實現(xiàn)了零電流開通。Sa2開通后,Lr承受的電壓值為E/2,Lr被充電,流過Lr的電流iLr線性增大,同時流過Da1的電流以同樣的速率線性減小,在t1時刻,當(dāng)iLr線性增大到與電流i3的電流值Ib1相同時,Da1自然關(guān)斷,模式2結(jié)束。本模式的運動軌跡為圖5中t0～t1段。Sa2的電流上升率為

本模式的持續(xù)的時間為

模式3(t1～t2):如圖4(c)所示,從t1時刻開始,Lr繼續(xù)被充電,iLr繼續(xù)線性增大,同時流過Sa1的電流從零開始線性增大。在t2時刻,當(dāng)iLr增大到設(shè)定值Ib2時,模式3結(jié)束。本模式的運動軌跡為圖5中t1～t2段。本模式持續(xù)的時間為

模式4(t2～t3):如圖4(d)所示,在t2時刻,關(guān)斷Sa1,在Cr1的作用下,降低了Sa1關(guān)斷瞬間端電壓的上升率,所以Sa1實現(xiàn)了零電壓關(guān)斷。Sa1關(guān)斷以后,Lr、Cr1和Cr2開始諧振,Cr2放電,Lr和Cr1被充電,iLr繼續(xù)增大,Cr2的端電壓從E逐漸減小,Cr1的端電壓從零逐漸增大。Cr2的端電壓減小到E/2時,iLr增加到最大值,然后Lr開始放電,iLr開始減小。在t3時刻,當(dāng)Cr2的端電壓減小到零時,Dinv開始導(dǎo)通,模式4結(jié)束。本模式的運動軌跡為相平面圖中t2～t3段。該模式的曲線運動方程為

將uCr2=E/2代人到式(5)中,可以得到iLr的正向最大值為

本模式中iLr,uCr1和uCr2的表達(dá)式分別為

比較式(10)和式(12),可以看出本文的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中與儲能電容CF1和CF2串聯(lián)的Sa1直接并聯(lián)諧振電容之后,關(guān)斷瞬間電壓變化率明顯降低,有利于進(jìn)一步降低關(guān)斷損耗。

模式5(t3～t4):如圖4(e)所示,在t3時刻,Lr承受電壓值為-E/2,iLr從Ib2線性減小,當(dāng)線性減小到與直流母線電流i1的電流值Id相等時,模式5結(jié)束。因為在本模式中,Dinv導(dǎo)通,直流環(huán)節(jié)電壓為零,所以在本模式中開通Sinv為零電壓開通。本模式運動軌跡為圖5中t3～t4段。

模式6(t4～t5):如圖4(f)所示,iLr繼續(xù)線性減小,同時流過Sinv的電流從零開始線性增大,在t5時刻,iLr線性減小到零時,模式6結(jié)束。本模式的運動軌跡為圖5中t4～t5段。

模式7(t5～t6):如圖4(g)所示,在t5時刻,諧振電感承受的電壓值仍然是-E/2,iLr開始反向線性增大,二極管Da2導(dǎo)通,當(dāng)iLr反向增大到設(shè)定值Ib3時,模式7結(jié)束。因為在本模式中Da2導(dǎo)通,所以在本模式中關(guān)斷輔助開關(guān)Sa2,為零電流關(guān)斷。本模式的運動軌跡為圖5中t5～t6段。

模式8(t6～t7):如圖4(h)所示,在t6時刻,關(guān)斷逆變橋等效功率開關(guān)器件Sinv,因為直流環(huán)節(jié)電壓為零,所以為零電壓關(guān)斷。等效開關(guān)Sinv關(guān)斷以后,橋臂恢復(fù)正常狀態(tài),相當(dāng)于橋臂上的主開關(guān)在直

流母線電壓為零的期間內(nèi)完成了零電壓切換。Sinv關(guān)斷以后,Lr、Cr1和Cr2開始諧振,Cr1放電,Lr和Cr2被充電,iLr繼續(xù)反向增大,母線電壓開始回升。Cr1的端電壓從E逐漸減小,Cr2的端電壓從零逐漸增大。Cr1的端電壓減小到E/2時,iLr反向增加到最大值,然后Lr開始放電,iLr開始減小。在t7時刻,當(dāng)Cr1的端電壓減小到零時,模式8結(jié)束。本模式的運動軌跡為圖5中t6～t7段。該模式的曲線運動方程為

如果Sa1不并聯(lián)諧振電容Cr1,那么等效開關(guān)Sinv關(guān)斷瞬間的電壓變化率為

比較式(19)和式(21),可以看出本文的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中與儲能電容CF1和CF2串聯(lián)的Sa1直接并聯(lián)了諧振電容之后,逆變器橋臂上的主開關(guān)器件關(guān)斷瞬間電壓變化率明顯降低,有利于進(jìn)一步降低主開關(guān)器件關(guān)斷損耗。

模式9(t7～t8):如圖4(i)所示,在t7時刻,開通輔助開關(guān)Sa1,因為此時Cr1的端電壓減小到零,電流開始從Da1流過,所以Sa1為零電壓開通。從t7時刻開始,iLr開始線性減小,當(dāng)iLr線性減小到零時,模式9結(jié)束,本模式的運動軌跡為圖5中t7～t8段。然后電路返回模式1,開始下一個開關(guān)周期的工作。至此,一個開關(guān)周期內(nèi)的電路的曲線運動方程建立完成,可以繪制出相平面上的運動軌跡,如圖5所示。

圖5 諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的相平面Fig.5 The phase-plane of resonant DC link inverter

1.3 軟開關(guān)的實現(xiàn)條件及設(shè)計規(guī)則

1)為保證Sa1實現(xiàn)零電壓關(guān)斷,其關(guān)斷瞬間的電壓變化率必須小于器件允許的電壓變化率(d u/ d t)r,即

2)為保證Sa2實現(xiàn)零電流開通,其開通瞬間的電流變化率必須小于器件允許的電流變化率(d i/ d t)r,即

3)為保證逆變器橋臂上的主開關(guān)實現(xiàn)零電壓開關(guān),軟開關(guān)逆變器的主開關(guān)的切換時刻相比于硬開關(guān)逆變器要滯后時間Td,使軟開關(guān)逆變器的主開關(guān)在直流母線電壓下降到零以后再開始切換。由圖3可知Td被設(shè)定以后,需要滿足T2+T3+T4≤T d,即

r

4)為保證Sa1實現(xiàn)零電壓開通,使Sa1在直流母線電壓上升到E以后再次開通。由圖3可知Sa1在一個開關(guān)周期內(nèi)處于關(guān)斷狀態(tài)的時間Toff被設(shè)定以后,需要滿足T4+T5+T6+T7+T8≤Toff,即

5)為保證Sa2實現(xiàn)零電流關(guān)斷,使Sa2在Da2流過反向諧振電流時完成關(guān)斷。由圖3可知Sa2在一個開關(guān)周期內(nèi)處于開通狀態(tài)的時間Ton被設(shè)定以后,需要滿足T2+T3+T4+T5+T6≤Ton,即

6)為限制輔助諧振電路損耗,流過諧振電感的最大電流應(yīng)不大于兩倍負(fù)載電流最大值I0max。根據(jù)式(6)和式(15)可以得到

2 分壓電容CF1和CF2電壓偏差量的理論分析

在實際應(yīng)用中,直流母線間串聯(lián)的兩個分壓電容很難實現(xiàn)均壓,結(jié)合各個工作模式分析,下面對一個開關(guān)周期中的UCF1、UCF2的變化進(jìn)行理論分析。其中設(shè)n為工作模式的序號,CF1和CF2的電容值相等,任意工作模式的初期CF1和CF2的電壓為UCF1n、UCF2n;ΔUCF1n和ΔUCF2n表示在一個開關(guān)周期內(nèi),第n個工作模式中的分壓電容CF1和CF2的電壓偏差量。

模式1(t～t0):在該模式中CF1和CF2的初始電壓為E/2,它們同時被充電,充電電流為i3=Ib1,充電時間為T1,UCF1、UCF2同時增加。在本模式中,電壓變化量為

模式2(t0～t1):CF1被充電,充電電流為i3-iLr; CF2被充電,充電電流為iLr。UCF1和UCF2同時增加。在本模式中,電壓變化量為

模式3(t1～t2):CF1放電,流過CF1的電流為iLri3;CF2被充電,充電電流為iLr。UCF1減小,UCF2增加。在本模式中,電壓變化量為

模式4(t2～t3):CF2被充電,充電電流為iLr;CF1放電,流過CF1的電流為iCr1。UCF1減小,UCF2增加。在本模式中,電壓變化量為

模式5(t3～t4):CF2被充電,充電電流為iLr;CF1既不充電也不放電,流過CF1的電流為零。UCF1不變,UCF2增加。在本模式中,電壓變化量為

模式6(t4～t5):CF2被充電,充電電流為iLr;CF1既不充電也不放電,流過CF1的電流為零。UCF1不變,UCF2增加。在本模式中,電壓變化量為

模式7(t5～t6):CF2放電,iLr反向,放電電流為iLr;CF1既不充電也不放電,流過CF1的電流為零。UCF1不變,UCF2減小。在本模式中,電壓變化量為

模式8(t6～t7):CF1被充電,充電電流為iCr1;CF2放電,放電電流為iLr。UCF1增加,UCF2減小。在本模式中,電壓變化量為

模式9(t7～t8):CF1被充電,充電電流為i3-iLr; CF2放電,放電電流為iLr。UCF1增加,UCF2減小。在本模式中,電壓變化量為

一個開關(guān)周期內(nèi),分壓電容CF1和CF2的電壓偏差量分別為

接下來用ΔUCF1和ΔUCF2分別對Lr,Ib2和Ib3求偏導(dǎo),來研究Lr,Ib2和Ib3的變化對電壓偏差量的影響。

由式(48)可知隨著電感值Lr的增大,在一個開關(guān)周期內(nèi),CF1電壓偏差量增大。因此,在滿足軟開實現(xiàn)條件及設(shè)計規(guī)則前提下,電感值Lr應(yīng)盡可能取較小值。

由式(49)可知當(dāng)0＜Ib2＜2Ib1時,隨著電流設(shè)定值Ib2的增大,在一個開關(guān)周期內(nèi),CF1的電壓偏差量減少;Ib2=2Ib1時,CF1的電壓偏差量達(dá)到最小值;Ib2＞2Ib1時,隨著Ib2的增大,CF1的電壓偏差量增大。因此,在滿足軟開關(guān)實現(xiàn)條件及設(shè)計規(guī)則的前提下,應(yīng)滿足Ib2=2Ib1。

由式(50)可知隨著Ib3的增大,在一個開關(guān)周期內(nèi),CF1的電壓偏差量增大。因此,在滿足軟開關(guān)實現(xiàn)條件及設(shè)計規(guī)則前提下,電流設(shè)定值Ib3應(yīng)盡可能取較小值。此外,CF1的電壓偏差量隨著CF1電容值的增大而減小,但與Cr的大小沒有關(guān)系。

當(dāng)各電流值使式(51)大于零時,隨著電感值Lr的增大,在一個開關(guān)周期內(nèi),CF2電壓偏差量增大,反之則減小。

由式(52)可知當(dāng)0＜Ib2＜(3Ib1+Id)/2時,隨著Ib2的增大,在一個開關(guān)周期內(nèi),CF2的電壓偏差量減少;當(dāng)Ib2=(3Ib1+Id)/2時,CF2的電壓偏差量達(dá)到最小值;當(dāng)Ib2＞(3Ib1+Id)/2時,隨著Ib2的增大,CF2電壓偏差量增大。

由式(53)可知隨著電流設(shè)定值Ib3的增大,在一個開關(guān)周期內(nèi),CF2的電壓偏差量減少。此外,CF2的電壓偏差量隨著CF2電容值的增大而減小,但與Cr的大小沒有關(guān)系。

3 實驗結(jié)果

為驗證本文提出的直流母線上無輔助開關(guān)的諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器的有效性,根據(jù)圖1搭建了仿真模型,進(jìn)行了仿真驗證(仿真參數(shù)與實驗參數(shù)相同),而且還根據(jù)圖1制作了一臺額定功率20 kW的實驗樣機,輸人逆變器直流電壓為560 V,該直流電壓由PWM可控整流器提供。逆變器的開關(guān)頻率為20 kHz,輸出頻率為50 Hz,在綜合考慮軟開關(guān)的實現(xiàn)條件和設(shè)計規(guī)則,以及分壓電容電壓偏差量的基礎(chǔ)上,器件具體參數(shù)選取如下:分壓電容CF1=CF2=1 000μF,諧振電容Cr1=0.1μF,緩沖電容Cs=330 nF,諧振電流設(shè)定值Ib2=Ib3=20 A。

因為三相逆變器的主開關(guān)都并聯(lián)了電容,其關(guān)斷可以認(rèn)為是軟關(guān)斷,所以只需要考慮如何實現(xiàn)主開關(guān)的零電壓開通。本文采用新型空間矢量脈寬調(diào)制(space vector pulse width modulation,SVPWM)方法［15］,把1個開關(guān)周期內(nèi),3個橋臂上需要零電壓開通的3個開關(guān)器件同時開通,如果零電壓凹槽出現(xiàn)在每個開關(guān)周期的初始部分,那么需要零電壓開通的3個開關(guān)器件就可以在零電壓凹槽內(nèi)同時完成開通,有利于減少輔助諧振電路開關(guān)動作次數(shù)。

直流母線電壓ubus和諧振電流iLr的仿真和實驗波形分別如圖6(a)和圖7(a)所示,在1個開關(guān)周期內(nèi),直流母線電壓形成了1個零電壓凹槽,仿真和實驗波形與圖3的特征工作波形基本一致,符合理論分析,相比于文獻(xiàn)［18］中的同類型的直流母線無輔助開關(guān)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),本文拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的直流母線電壓波形的零電壓凹槽兩側(cè)電壓不超過直流電源電壓,減小了開關(guān)器件的電壓應(yīng)力。另外為減小直流母線零電壓凹槽對輸出波形畸變率的影響,在仿真和實驗中,在一個開關(guān)周期內(nèi)的零電壓持續(xù)時間保持為5μs。輔助開關(guān)Sa2開通和關(guān)斷時的電壓uSa2和電流iSa2的仿真和實驗波形分別如圖6(b)和圖7(b)所示,可以看出Sa2開通時,電流iSa2以較低的上升率上升,Sa2實現(xiàn)了零電流開通;Sa2關(guān)斷時,電流iSa2已經(jīng)變化到零,然后其兩端電壓才開始上升,Sa2實現(xiàn)了零電流關(guān)斷。硬開關(guān)逆變器主開關(guān)S1開通和關(guān)斷時端電壓和電流的仿真和實驗波形分別如圖6(c)和圖7(c)所示,可以看出S1開通和關(guān)斷時的電流變化率和電壓變化率都很大,開通和關(guān)斷時,電流實驗波形產(chǎn)生尖鋒和震蕩,電壓和電流存在明顯的重疊區(qū),開關(guān)損耗較大。軟開關(guān)逆變器主開關(guān)S1開通和關(guān)斷時端電壓和電流的仿真和實驗波形分別如圖6(d)和圖7(d)所示,可以看出S1開通和關(guān)斷時電壓電流波形無重疊,是在零電壓的條件下完成了切換,相比于硬開關(guān)逆變器,開關(guān)損耗明顯降低。該軟開關(guān)逆變器在輸出頻率為50 Hz時的三相的相電流和線電壓uab的仿真和實驗波形分別如圖6(e)和圖6(f),圖7(e)和圖7(f)所示,可以看出該軟開關(guān)逆變器相電流和線電壓的波形依然平滑,經(jīng)過實驗檢測,相電流畸變率為1.7%。通過對比圖6的仿真波形和圖7的實驗波形,可以看出仿真波形和實驗波形基本一致,驗證了該軟開關(guān)逆變器的有效性。

圖6 仿真波形Fig.6 Simulation waveforms

圖7 實驗波形Fig.7 Experimentalwaveforms

為驗證本文提出的直流母線上無輔助開關(guān)的諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器在效率上的優(yōu)勢,首先將其與兩電平三相硬開關(guān)電壓源逆變器和文獻(xiàn)［16］中的直流母線上有輔助開關(guān)的并聯(lián)諧振直流環(huán)節(jié)兩電平三相軟開關(guān)電壓源逆變器進(jìn)行了效率對比,實驗效率曲線如圖8所示。可以看出在輸出功率P0達(dá)到額定功率20 kW時,本文提出的軟開關(guān)逆變器的實測效率η達(dá)到96.2%,相比于硬開關(guān)逆變器,效率提高3.4%;在輸出功率4 kW時,其實測效率η達(dá)到92%,相比于硬開關(guān)逆變器,效率提高2.5%,所以相比于硬開關(guān)逆變器,本文提出的直流母線上無輔助開關(guān)的諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器滿載20 kW時的效率提高值高于輕載4 kW時的效率提高值。從圖8還可以看出直流母線上有輔助開關(guān)的諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器在輸出功率達(dá)到額定功率20 kW時,實測效率η達(dá)到93.8%,與硬開關(guān)逆變器相比,效率提高1%;在輸出功率4 kW時,其實測效率η達(dá)到91.5%,與硬開關(guān)逆變器相比,效率提高2%,所以相比于硬開關(guān)逆變器,直流母線上有輔助開關(guān)的諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器滿載20 kW時的效率提高值低于輕載4 kW時的效率提高值,而且滿載20 kW時,其效率比本文提出的軟開關(guān)逆變器低2.4%,原因在于輸出功率變大時,直流母線上的輔助開關(guān)的損耗大幅度增加,阻礙了效率的提高。

圖8 效率曲線Fig.8 Efficiency curve

為進(jìn)一步驗證本文提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在這一類直流母線上無輔助開關(guān)的軟開關(guān)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中效率方面的優(yōu)勢,在相同實驗條件下,與文獻(xiàn)［17］中的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了效率對比測試,用兩電平三相逆變器進(jìn)行實驗。文獻(xiàn)［17］中的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)直流母線上無輔助開關(guān),與儲能電容串聯(lián)的輔助開關(guān)器件沒并聯(lián)諧振電容,文獻(xiàn)［17］中的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的其他部分與本文提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相同,這樣的效率對比就更能表現(xiàn)出本文的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中與儲能電容串聯(lián)的輔助開關(guān)器件并聯(lián)諧振電容之后所帶來的逆變器效率上的優(yōu)勢。實驗效率對比曲線如圖9所示?？梢钥闯鲈谳敵龉β蔬_(dá)到20 kW時,相比于文獻(xiàn)［17］的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),本文提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在效率上進(jìn)一步提高了1.2%,說明了與儲能電容串聯(lián)的輔助開關(guān)器件并聯(lián)諧振電容之后,逆變器進(jìn)一步減小的開關(guān)損耗大于輔助電路增加的損耗,所以效率會得到進(jìn)一步提高。

圖9 效率對比曲線Fig.9 Efficiency comparison curve

4 結(jié) 論

本文提出了一種直流母線上無輔助開關(guān)的諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器,顯著優(yōu)點是其輔助諧振電路中的器件都位于直流母線的并聯(lián)支路上,降低了輔助諧振單元的損耗,而且與同類型的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)相比,與儲能電容串聯(lián)的輔助開關(guān)并聯(lián)了諧振電容,有利于進(jìn)一步降低輔助開關(guān)和主開關(guān)的關(guān)斷損耗,提高逆變器效率。通過實驗研究得出如下結(jié)論:1)該諧振直流環(huán)節(jié)逆變器的直流母線電壓周期性地形成零電壓凹槽,使逆變器的開關(guān)器件在母線電壓為零時完成切換,實現(xiàn)零電壓開關(guān);2)輔助開關(guān)也實現(xiàn)了零電流開關(guān);3)逆變器輸出的線電壓和相電流被很好地控制,電流波形為光滑的正弦波;4)在輸出功率20 kW的原理樣機上得到了96.2%的實測效率,相對于硬開關(guān)逆變器和其它同類型的諧振直流環(huán)節(jié)軟開關(guān)逆變器,效率有明顯提高。

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(編輯:劉琳琳)

Resonant DC link soft-sw itching inverter w ithout auxiliary sw itches on DC bus

WANG Qiang, CHEN Xiang-xue, LIU Yan-song, WANG Tian-shi, LIU Xiao-qin
(College of Information and Control Engineering,Liaoning Shihua University,Fushun 113001,China)

One auxiliary switching device was usually on the DC bus of resonant DC link inverter,which blocked the improvement of efficiency.A novel resonant DC link soft-switching inverter was proposed to solve the problem.Auxiliary switches and resonant elementswere not on the DC bus in the novel topology.It could reduce loss of auxiliary resonant circuit and enhance efficiency.In addition,compared with the same type of soft-switching inverter,extra resonant capacitor was in parallel with auxiliary switch which was in serieswith energy storage capacitors.It could further reduce turn-off loss.The phase-plane analysis technique was established in order to study transient dynamics,soft-switching condition and design rule.Themathematicalmodels for voltage deviation of voltage dividing capacitors were established. A 20 kW laboratory prototype was built.Experimental results demonstrate the value of improvements in efficiency at full load is no less than thatat light load.Therefore,the proposed soft-switching inverter can reduce loss of auxiliary resonant circuit and ensure high power utilization ratio.

resonant DC link;auxiliary switch;inverter;soft-switching; switching loss

10.15938/j.emc.2015.09.004

TM 464

A

1007-449X(2015)09-0023-10

2014-04-08

國家自然科學(xué)基金(51207069);遼寧省教育廳科研項目(L2013146);中國博士后科學(xué)基金(2013M531349);江蘇省博士后科研資助計劃項目(1301105C)

王 強(1981—),男,博士,副教授.碩士生導(dǎo)師,研究方向為軟開關(guān)逆變器的電路拓?fù)浼翱刂?陳祥雪(1991—),女,碩士研究生,研究方向為軟開關(guān)逆變器的電路拓?fù)浼翱刂?劉巖松(1989—),男,碩士研究生,研究方向為軟開關(guān)逆變器的電路拓?fù)浼翱刂?王天施(1970—),男,博士,副教授,研究方向為電力系統(tǒng)繼電保護;劉曉琴(1975—),女,博士研究生,副教授,研究方向為電力系統(tǒng)故障診斷。

王 強