楊 捷，金新民，吳學(xué)智，梁小廣，宋高升，尹靖元

（1.北京交通大學(xué) 電氣工程學(xué)院，北京 100044；2.三菱電機(jī)機(jī)電（上海）有限公司，上海 200245）

0 引言

風(fēng)能不僅可以緩解能源危機(jī)，還可以抑制環(huán)境的惡化，因此受到世界各國的廣泛關(guān)注[1-5]。全球風(fēng)電產(chǎn)業(yè)2012年新增風(fēng)電裝機(jī)容量達(dá)44800 MW，使全球累計(jì)風(fēng)電裝機(jī)容量達(dá)到282500 MW。在全球經(jīng)濟(jì)的大背景下，風(fēng)電成為可再生能源發(fā)電技術(shù)的首選[6]。變流器是風(fēng)電機(jī)組的重要組成部分，目前主流變流器分為雙饋?zhàn)兞髌骱腿β首兞髌?。全功率變流器能?shí)現(xiàn)風(fēng)機(jī)與電網(wǎng)的完全隔離，因此能夠?qū)崿F(xiàn)更大范圍的最大功率點(diǎn)跟蹤，故障穿越能力也更強(qiáng)。如今，全功率變流器已經(jīng)成為大功率風(fēng)電變流器發(fā)展的主要趨勢[7-11]。

與小功率變流器一體化結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)不同，鑒于散熱、維護(hù)等因素，大功率兆瓦級變流器主要采用模塊化功率組件結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)。功率組件是兆瓦級全功率變流器的重要組成部分，功率組件設(shè)計(jì)水平直接決定了變流器的性能。影響功率組件可靠性和壽命的主要因素包括功率器件的溫升與直流側(cè)濾波電容的溫升。器件損耗估算方法一直是變流器設(shè)計(jì)的難點(diǎn)問題。已有很多文獻(xiàn)對器件功率損耗進(jìn)行研究。文獻(xiàn)[12-17] 對器件每個階段的工作狀態(tài)進(jìn)行了深入的分析，模擬器件特性搭建了器件的物理模型以及損耗模型，這種方法精確度高，但是要求用戶清楚器件內(nèi)部結(jié)構(gòu)和工作特性，且模型參數(shù)確定過程非常復(fù)雜，不容易被應(yīng)用到實(shí)際工程中；指數(shù)方法[18-20]是將損耗表示成交流電流指數(shù)冪形式，計(jì)算速度比物理模型快，但計(jì)算前需要大量測試數(shù)據(jù)；文獻(xiàn)[20-22] 充分利用器件手冊數(shù)據(jù)，采取線性化方法計(jì)算器件損耗，使用方便簡單，但只適用于交流電流紋波小的情況。針對上述問題，本文在考慮交流電流紋波的基礎(chǔ)上，提出一種高精度功率器件損耗計(jì)算方法，該方法只需器件手冊即可實(shí)現(xiàn)損耗估算，適用于實(shí)際工程應(yīng)用。

傳統(tǒng)直流電容選型方法只從直流電壓穩(wěn)定性能與跟隨性能[23-24]出發(fā)，并未考慮電容的紋波電流。實(shí)際上直流電容溫升與直流側(cè)紋波電流密切相關(guān)，紋波電流過高將導(dǎo)致電容發(fā)熱甚至損壞，影響功率組件的可靠性。文獻(xiàn)[25-28] 已對直流側(cè)紋波電流進(jìn)行了深入的研究，但是沒有考慮功率組件間連接的雜散參數(shù)對各組件直流電容紋波的影響，并不適用于采用功率組件結(jié)構(gòu)的兆瓦級全功率風(fēng)電并網(wǎng)變流器。本文在考慮功率組件間雜散參數(shù)對直流電容紋波電流的影響后，提出一種分析電容紋波的簡化方法，為直流電容的選型提供了更全面的依據(jù)。

最后，為驗(yàn)證所提方法適用于兆瓦級全功率風(fēng)電并網(wǎng)變流器的功率組件設(shè)計(jì)，本文據(jù)此設(shè)計(jì)了包含功率器件、散熱器、直流電容、電流傳感器等器件的1 MW標(biāo)準(zhǔn)功率組件，并對所設(shè)計(jì)的功率組件進(jìn)行了全面的測試。測試結(jié)果表明所提計(jì)算方法的正確性，可滿足兆瓦級風(fēng)電變流器的設(shè)計(jì)要求。

1 器件的損耗計(jì)算

1.1 器件損耗分析及計(jì)算方法

精確估算器件損耗對散熱系統(tǒng)的設(shè)計(jì)具有重要的指導(dǎo)意義。由于文獻(xiàn)[20-22] 提出的線性方法簡單易用，被廣泛應(yīng)用到工程中。這種方法計(jì)算時認(rèn)為每個開關(guān)周期交流電流不變，但實(shí)際由于開關(guān)頻率次紋波的存在，開通關(guān)斷時的估算值與實(shí)際值存在誤差，交流電流紋波越大，估算精度越低。因此本文在擬合過程中將考慮交流電流紋波對器件開關(guān)損耗的影響，提出一種精度較高的損耗估算方法。

器件S運(yùn)行時功率損耗主要包括通態(tài)損耗Pon-s和開關(guān)損耗Psw2個部分。

1.1.1 通態(tài)損耗Pon-s

利用器件手冊中器件端壓降US與電流IS關(guān)系曲線，可以將器件電壓、電流進(jìn)行線性擬合，表達(dá)式為：

其中，rS、USO分別為器件正向?qū)娮韬颓孀‰妷骸?/p>

設(shè)器件S在一個基波周期T0內(nèi)導(dǎo)通區(qū)間為[t1，t2] ，式（1）為器件通態(tài)損耗的表達(dá)式。

其中，占空比D是關(guān)于調(diào)制比M和時間t的函數(shù)。

1.1.2 開關(guān)損耗Psw

器件手冊給出了特定條件下的單個脈沖損失的能量，包括IGBT開通損耗的能量Eon.nor、IGBT關(guān)斷損耗的能量Eoff.nor以及二極管的反向恢復(fù)損耗的能量Err.nor。在結(jié)溫和驅(qū)動電阻相同的情況下，開關(guān)損耗的能量與器件電壓、電流基本呈線性關(guān)系，因此可以得到單個脈沖損耗能量的一般表達(dá)如式（2）所示。

其中，Ion、Ioff、Irr分別為 IGBT 開通、關(guān)斷和二極管反向恢復(fù)時刻對應(yīng)的電流值，Udc為直流電壓，Inor、Udcnor分別為特定條件下對應(yīng)的電流、電壓。若運(yùn)行時器件開關(guān)頻率為fs，在導(dǎo)通區(qū)間對單個脈沖損失的能量進(jìn)行積分，即可得到開關(guān)損耗的表達(dá)如式（3）所示。

1.1.3 器件損耗計(jì)算方法

如上文所述，傳統(tǒng)算法認(rèn)為每個開關(guān)周期Tsw的導(dǎo)通區(qū)間內(nèi)交流電流不變，即開通電流Ion與關(guān)斷電流Ioff相等，這種假設(shè)將導(dǎo)致估算精度在交流紋波大時明顯降低。每個開關(guān)周期內(nèi)，器件電流的平均值應(yīng)符合下式：

其中，Ip為交流電流峰值。

考慮開關(guān)頻率次電流紋波的存在，則每個開關(guān)周期導(dǎo)通區(qū)間[0，DTsw] 內(nèi)器件交流電流的表達(dá)式如式（4）所示。

其中，L為濾波電感值，占空比D與調(diào)制方式有關(guān)。本文采用SPWM方法，此時IGBT、二極管占空比的表達(dá)式如式（5）所示[29]。

將式（4）、（5）代入式（1）、（3）可以推導(dǎo)出 IGBT和二極管通態(tài)損耗、開關(guān)損耗分別如式（6）、（7）所示。

IGBT損耗PI、二極管損耗PD以及器件總損耗Ptotal如式（8）所示。

其中，n為每個模塊所含IGBT或二極管個數(shù)。

1.2 1 MW功率組件器件損耗算例

1MW風(fēng)電變流器的功率組件技術(shù)參數(shù)如下：直流電壓為1000 V，交流電壓為690V，交流電流為1000 A。

本文采用的功率器件CM1800DY-34S屬于橋臂模塊，即n=2，電感L實(shí)際中取50 μH。利用CM-1800DY-34S器件手冊①M(fèi)itsubishi Electric.CM1800DY-34S application note.2010.，得到在Udc=1000 V、器件電流 IS=1800 A、驅(qū)動電阻Rg=1ω、結(jié)溫Tj=125℃的條件下，計(jì)算損耗所需要的器件參數(shù)為：Uceo=1.5 V，UD=1.1 V，rIGBT=0.66 mΩ，rD=0.64 mΩ，Eon=1050 mJ，Eoff=450 mJ，Err=350 m J。其中結(jié)溫 Tj=125°C，與第 4節(jié)實(shí)驗(yàn)情況相符。

功率組件主要運(yùn)行于網(wǎng)側(cè)變流器、機(jī)側(cè)變流器2種工況下。不同功率因數(shù)下，功率器件損耗差別很大，需進(jìn)行詳細(xì)計(jì)算分析。將上述CM1800DY-34S的技術(shù)指標(biāo)和技術(shù)參數(shù)代入式（6）、（7）可得到IGBT損耗、二極管損耗、總損耗與功率因數(shù)F、調(diào)制比M的關(guān)系，關(guān)系曲線見圖1。從圖中可知，功率因數(shù)F=1時（網(wǎng)側(cè)變流器）IGBT功率損耗最高；功率因數(shù)F=-1時（機(jī)側(cè)變流器）二極管功率損耗最高；器件總損耗最高可達(dá)4704 W，因此按照5000 W來設(shè)計(jì)水冷散熱器。

2 直流電容電流紋波分析

2.1 直流電容電流紋波理論分析

直流電容吸收PWM變流器產(chǎn)生的高頻紋波電流，紋波電流與電容溫升有密切關(guān)聯(lián)。若直流電容選擇不當(dāng)，紋波電流大于電容額定電流，將造成電容溫升過高甚至損壞。

傳統(tǒng)直流紋波電流計(jì)算是利用三相PWM開關(guān)矢量推導(dǎo)出直流側(cè)電流的平均值Idc和有效值Irms的表達(dá)式，繼而可以得到紋波電流有效值Irip表達(dá)式如式（9）所示[26]。

圖1 器件損耗、調(diào)制比M和功率因數(shù)F關(guān)系曲線Fig.1 Relationship curves among power loss，modulation ratio and power factor

其中，Iorms為輸出交流電流有效值，每相功率組件的直流電容平均分配總紋波電流Irip的1／3。

然而兆瓦級全功率風(fēng)電并網(wǎng)變流器由功率組件方式構(gòu)成，目前設(shè)計(jì)基本都采用低ESR薄膜電容構(gòu)成直流單元，組件之間通過銅排連接。薄膜電容與銅排電感之間構(gòu)成LC諧振回路，導(dǎo)致直流電容的電流紋波顯著增加?？紤]連接雜散參數(shù)后，變流器的等效電路如圖2所示。

圖2 含雜散參數(shù)的變流器電路Fig.2 Converter circuit with parasitic parameters

將每相橋臂視為PWM諧波電流源，假設(shè)三相雜散參數(shù)相同，變流器等效簡化模型如圖3所示。

圖3 變流器等效簡化模型Fig.3 Equivalent and simplified model of converter

ihx（x=a，b，c）為每相橋臂的諧波電流源；Rs為雜散電阻，主要是由復(fù)合母排的電阻與電容的ESR組成；Ls為雜散電感，一般在10～100 nH之間。從簡化模型可以看出，該電路為具有初始儲能值的二階電路，若雜散電阻小于臨界阻尼，即，則產(chǎn)生諧振。但是實(shí)際設(shè)計(jì)中，為了限制銅排的損耗，通常雜散電阻的阻值遠(yuǎn)小于臨界阻尼，容易導(dǎo)致電容紋波電流顯著增加。

根據(jù)疊加原理可得到每相直流電容紋波有效值為：

2.2 1 MW功率組件直流電容紋波算例

直流電容紋波有效值是關(guān)于輸出電流Iorms、雜散電感Ls、雜散電阻Rs、直流電容Cdc、調(diào)制比M以及功率因數(shù)cos θ的函數(shù)，解析表達(dá)式非常復(fù)雜，本文給出了數(shù)值計(jì)算結(jié)果，并將其繪制成曲面圖，如圖4所示。從圖中可以看出紋波電流隨著雜散電感的增大而增加，電容越小發(fā)生振蕩的可能性就越大。因此，在設(shè)計(jì)功率組件時，應(yīng)盡量減小線路中的雜散電感，并增大直流電容以降低電路的臨界阻尼。

圖4 電容紋波電流、雜散電感、直流電容關(guān)系曲線Fig.4 Relationship curves among capacitor ripple current，parasitic inductance and DC-link capacitor

本文在設(shè)計(jì)功率組件時，采用復(fù)合母排連接以降低雜散電感，復(fù)合母排的雜散電感大約為30 nH。為避開紋波電流過高的區(qū)域，結(jié)合圖4，直流電容容值應(yīng)大于4.3 mF。綜合直流電壓穩(wěn)定性能和跟蹤性能考慮，本文采用10個470 μF／1100 V／50 A的薄膜電容并聯(lián)作為直流單元，此時對應(yīng)每相直流紋波電流為427 A，小于電容額定電流。

3 功率組件的實(shí)現(xiàn)

3.1 功率組件原理

功率組件原理圖如圖5所示。功率組件主要功能是實(shí)現(xiàn)直流-交流轉(zhuǎn)換，其輸入直流電壓經(jīng)直流側(cè)濾波電容濾波后，給開關(guān)器件相橋臂提供直流電能；通過控制器件動作，將輸入直流電能轉(zhuǎn)換成電壓和頻率可調(diào)節(jié)的輸出交流電能。

圖5 功率組件原理圖Fig.5 Schematic diagram of power stack

3.2 結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

為了減小系統(tǒng)體積，降低雜散參數(shù)，減少加工難度，兆瓦級功率組件設(shè)計(jì)應(yīng)采用標(biāo)準(zhǔn)化模塊結(jié)構(gòu)，將功率器件、散熱系統(tǒng)、傳感器等元件緊湊地集成于高功率密度的功率組件中。按此設(shè)計(jì)的1 MW功率組件的結(jié)構(gòu)如圖6所示。其中，1為水冷板，2為CM-1800DY-34S，3為轉(zhuǎn)接板，4為測溫電阻，5為吸收電容，6為復(fù)合母排，7為電流傳感器，8為直流電容。

圖6 1 MW功率組件結(jié)構(gòu)圖Fig.6 Structure of 1 MW power stack

4 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為驗(yàn)證所提方法正確性，本文分別進(jìn)行了簡化的組件測試實(shí)驗(yàn)和后期的整機(jī)實(shí)驗(yàn)。

4.1 組件測試

組件測試是在整機(jī)實(shí)驗(yàn)之前，搭建H橋電路提前檢驗(yàn)功率組件的穩(wěn)定性和可靠性，圖7為組件測試實(shí)驗(yàn)的原理圖。

圖7 組件測試實(shí)驗(yàn)原理圖Fig.7 Schematic diagram of stack test

利用所提算法可知，iload=1200 A時H橋電路可模擬功率組件在最大損耗4704 W下的運(yùn)行情況，此時各器件損耗為：PI=1 678 W，PD=722 W，Ptotal=4 800 W。圖8為組件測試實(shí)驗(yàn)波形，在極限進(jìn)水溫度50℃條件下，熱穩(wěn)定時主要元件的溫度為：IGBT 96.9℃；二極管92.3℃；直流電容35.8℃；進(jìn)水溫度50℃；出水溫度57.7℃；散熱器最高溫度87.3℃。

圖8 組件測試實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental waveforms of stack test

4.2 整機(jī)實(shí)驗(yàn)

整機(jī)實(shí)驗(yàn)為機(jī)側(cè)變流器、網(wǎng)側(cè)變流器之間進(jìn)行的1 MW功率互饋實(shí)驗(yàn)，原理圖如圖9所示。圖10為整機(jī)實(shí)驗(yàn)的實(shí)驗(yàn)波形，圖10（a）中，Ubc為網(wǎng)側(cè)電壓，iN、iG分別為網(wǎng)側(cè)和機(jī)側(cè)電流。在極限進(jìn)水溫度50℃條件下，熱穩(wěn)定時主要元件的溫度如表1所示。

圖9 1 MW互饋實(shí)驗(yàn)平臺Fig.9 Platform of 1 MW mutual-feeding experiment

圖10 1 MW互饋實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experimental waveforms of 1 MW mutual-feeding experiment

表1 1 MW互饋實(shí)驗(yàn)元件溫度Tab.1 Device temperature of 1 MW mutual-feeding experiment

4.3 損耗估算方法驗(yàn)證

對比4.1節(jié)中的器件損耗、元件溫度和表1可知，進(jìn)水溫度相同的條件下，2個實(shí)驗(yàn)出水溫度及散熱器最高溫度相同，說明組件測試的總損耗與整機(jī)實(shí)驗(yàn)基本吻合。該器件殼-散熱器熱阻為0.0062 K／W，結(jié)合圖1、4.1節(jié)中的器件損耗、元件溫度和表1可以將傳統(tǒng)方法和本文方法進(jìn)行精度對比，如表2所示。從表2中可知，由于組件實(shí)驗(yàn)和整機(jī)實(shí)驗(yàn)濾波電感值不同，傳統(tǒng)方法的誤差存在較大差異，說明交流電流紋波對傳統(tǒng)方法精度影響較大；與傳統(tǒng)方法相比，本文所提考慮交流電流紋波的方法明顯提高了損耗估算精度。另外，IGBT與二極管殼-芯片熱阻分別為0.0213 K／W，0.0366 K／W，結(jié)合表2中損耗的實(shí)測值計(jì)算出IGBT與二極管的結(jié)溫都在125℃附近，以上損耗估算的設(shè)定條件與實(shí)驗(yàn)基本相符。

表2 損耗實(shí)測值與估算值的對比Tab.2 Comparison between measured and estimated losses

4.4 電容紋波電流分析方法驗(yàn)證

圖10（b）中電容紋波實(shí)測值為38.4 A，本文方法和傳統(tǒng)方法估算的電容紋波分別為42.7 A、18.2 A。據(jù)對比顯示，采用本文所提電容紋波分析模型得到的電流值與實(shí)測值吻合較好，誤差比傳統(tǒng)方法小，證明了本文所提考慮雜散參數(shù)的電容紋波分析方法的有效性。

5 結(jié)論

本文針對影響兆瓦級全功率風(fēng)電并網(wǎng)變流器功率組件運(yùn)行可靠性的兩大問題，提出了精度更高的器件損耗估算方法和電容紋波電流分析方法，并用于1 MW功率組件的設(shè)計(jì)，組件測試和整機(jī)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提方法有較好的精確性，適用于兆瓦級功率組件設(shè)計(jì)。

a.詳細(xì)分析了器件損耗估算方法的推導(dǎo)過程，指出傳統(tǒng)估算方法精度不高的主要原因在于沒有考慮交流電流紋波的影響，并進(jìn)行了改進(jìn)。

b.損耗估算方法可以計(jì)算各種工況下IGBT和二極管的損耗，只需用到器件手冊數(shù)據(jù)，公式簡單，具有較強(qiáng)的工程應(yīng)用價值。

c.直流電容選型時應(yīng)考慮電容紋波這一重要因素，而傳統(tǒng)選型方法只關(guān)注直流電壓的穩(wěn)定性和跟隨性。

d.傳統(tǒng)方法認(rèn)為電容紋波只與調(diào)制比、功率因數(shù)、輸出電流有關(guān)，本文指出電容紋波還受雜散參數(shù)、電容本身參數(shù)的影響較大。采用本文方法可對電容紋波進(jìn)行較精確的分析，為兆瓦級功率組件直流電容選型提供重要依據(jù)。