彭 政，孫定浩

(北京控制工程研究所，北京 100190)

隔離驅(qū)動(dòng)電路常應(yīng)用于直流變換器中，它將PWM電路輸出信號(hào)與受控MOS管相連，隔離并驅(qū)動(dòng)MOS管，適用于驅(qū)動(dòng)信號(hào)與受控器件需要隔離的地方.圖1(a)、(b)示出一類典型的隔離驅(qū)動(dòng)電路，文獻(xiàn)［1-3］專門對(duì)該隔離電路的隔離驅(qū)動(dòng)原理進(jìn)行分析.本文專注于它在正常運(yùn)行中當(dāng)PWM電路收到關(guān)閉信號(hào)后，這類驅(qū)動(dòng)電路在受控MOS管柵極產(chǎn)生的驅(qū)動(dòng)信號(hào)(命名為“剩余驅(qū)動(dòng)”).說(shuō)明了它對(duì)變換器可能造成的危險(xiǎn).文中提出4種改進(jìn)這類驅(qū)動(dòng)電路以消除這些危險(xiǎn)的方法.

1 討論的問(wèn)題

圖1(a)中用變壓器T1將PWM電路與受控MOS管作電氣隔離.T1原邊的信號(hào)通過(guò)電磁耦合傳輸?shù)礁边?由于PWM電路輸出信號(hào)Vo是單向脈沖方波，含有直流分量=DE(單向脈沖的平均值，其中D為占空比，E為PWM電路供電電源電壓)，故Vo不能直接與 T1的 N1并聯(lián)，現(xiàn)用電容C隔離，電容C電壓左正、右負(fù).Rs用于防止MOS管柵極等效串聯(lián)電感與柵源間寄生電容產(chǎn)生高頻串聯(lián)諧振.R是柵源間泄漏電阻，目的是提高M(jìn)OS管抗干擾能力.這樣，當(dāng)PWM電路的輸出Vo為高電平(E)時(shí)，N1的外加電壓為E－=(1－D)E，這個(gè)值即Vg高電平的近似值.當(dāng)Vo為低電平(0)時(shí)，C與 N1并聯(lián)，因此 Vg的低電平的近似值為:－=－DE.值得注意的是Vg的高電平值與占空比D有關(guān)，當(dāng)D大時(shí)，Vg高電平值下降，因此這種驅(qū)動(dòng)電路不適合D值變化很大的變換器.

圖1 一類典型的隔離驅(qū)動(dòng)電路

圖1(b)克服了上述缺陷.當(dāng)Vo為低電平(0)時(shí)，D1將C的電壓傳遞到 C1上，使 VC1= －N2/N1，這樣，當(dāng)Vo高電平時(shí)，這個(gè)VC1值與由N2傳遞的感應(yīng)電壓相加，使Vg的正向驅(qū)動(dòng)幅度與占空比無(wú)關(guān).值得注意的是，這種驅(qū)動(dòng)電路產(chǎn)生的Vg的低電平為0(圖1(a)中Vg的低電平為－DE)，因此圖1(b)對(duì)柵源電容所儲(chǔ)電荷的“抽取”能力不及圖1(a).

表1 典型隔離驅(qū)動(dòng)電路元器件參數(shù)取值范圍

表1示出圖1電路各元器件參數(shù)值的一般可取范圍以及本文計(jì)算剩余驅(qū)動(dòng)時(shí)所用的值(現(xiàn)取值).其中L是T1的初級(jí)繞組電感量，暫不考慮磁芯的飽和特性.

設(shè)圖1(a)(b)已處于正常運(yùn)行狀態(tài)，VC=－6V，C存儲(chǔ)的能量為3.6μJ.變壓器T1磁芯處于對(duì)稱磁化狀態(tài)，磁化電流在Ton/2=1μs時(shí)刻為0(Ton為Vo的高電平時(shí)段)，因此磁化電流的最大值為0.018A.磁芯最大儲(chǔ)能為，遠(yuǎn)小于電容C中儲(chǔ)能.因此在以后分析中，將正常運(yùn)行造成的狀態(tài)近似設(shè)定為VC=－6V，im=0.現(xiàn)在要討論的問(wèn)題是，在上述狀態(tài)下，設(shè)圖1中K接通，PWM電路關(guān)閉，即Vo長(zhǎng)時(shí)間保持為0，圖1(a)(b)電路對(duì)MOS管產(chǎn)生的Vg的電氣特性.

3 剩余驅(qū)動(dòng)的電氣特性

設(shè)PWM電路在t=0時(shí)刻關(guān)閉，此時(shí)PWM電路的Out端與G端近似短路.由表1知，Rs≤R，在分析剩余驅(qū)動(dòng)時(shí)可以忽略.因此，此時(shí)的圖1(a)的等效電路如圖2所示.

圖2 圖1(a)剩余驅(qū)動(dòng)Vg等效電路

Vg的動(dòng)態(tài)方程是:

起始條件:

式(1)的特征根為

式(1)、(2)的解為

式中指數(shù)項(xiàng)的時(shí)間常數(shù)τ=2RC=4×10－3s，振蕩周期圖3 示出式(6)描述的剩余驅(qū)動(dòng).

圖3 式(6)描述的剩余驅(qū)動(dòng)

設(shè)Q的導(dǎo)通條件是Vg＞3.5V，由式(6)可得剩余驅(qū)動(dòng)的電氣特性(公式(9)推導(dǎo)見附錄):

Vg最大正向驅(qū)動(dòng)幅度:

Q最大導(dǎo)通寬度:

Q總導(dǎo)通次數(shù):

利用電子線路仿真軟件Saber，對(duì)上述電路進(jìn)行仿真，其電路圖如圖4所示，Vg的電壓仿真波形如圖5～7所示.

現(xiàn)在定性討論圖1(b)的剩余驅(qū)動(dòng)，其等效電路如圖8所示.起始狀態(tài)VC=－6V，im=0，VC1=3.6V.在圖3所示的AB過(guò)程中，由于RC1時(shí)間常數(shù)RC1=0.1 ×10－6×104=1000μs，遠(yuǎn)大于 AB 過(guò)程的15.7μs，所以 D實(shí)際處于斷開狀態(tài).僅從 C1向R放電考慮，A點(diǎn) VC1=3.6V，B點(diǎn) VC1_B=在圖3的BC過(guò)程，可以近似認(rèn)為Vg是BC曲線乘以0.6與B點(diǎn)上述值相加，最大值為對(duì)上述電路進(jìn)行仿真，其電路圖如圖9所示，Vg的電壓仿真波形如圖10、圖11所示.由此可見，圖1(b)的剩余驅(qū)動(dòng)比圖1(a)嚴(yán)重.

4 剩余驅(qū)動(dòng)的危險(xiǎn)性

若圖1(a)(b)電路用于單端正激變換器(f=200kHz，D=0.4).當(dāng) PWM 電路關(guān)閉時(shí)，由式(8)知Q最大導(dǎo)通寬度為18.9μs，這是正常導(dǎo)通寬度2μs的近10倍，變換器的主變壓器有飽和的危險(xiǎn).Q在式(9)所示的多次長(zhǎng)時(shí)導(dǎo)通時(shí)有燒毀的危險(xiǎn).

圖12 圖1(a)(b)電路用于半橋(或全橋)變換器

圖12示出這類驅(qū)動(dòng)電路用于半橋變換器，由一個(gè)PWM電路的兩個(gè)輸出端分別激勵(lì)兩個(gè)驅(qū)動(dòng)電路.正常運(yùn)行時(shí)，這兩個(gè)輸出端輪流置高電平，產(chǎn)生的驅(qū)動(dòng)信號(hào)不會(huì)造成Q1和Q2共同導(dǎo)通.但當(dāng)PWM電路關(guān)閉時(shí)，這兩個(gè)驅(qū)動(dòng)電路產(chǎn)生的剩余驅(qū)動(dòng)使Q1和Q2共同導(dǎo)通，變換器電源被Q1和Q2短路.這股大電流有燒毀這兩個(gè)MOS管的危險(xiǎn).

5 消除(或削弱)剩余驅(qū)動(dòng)的方法

圖13示出4種消除剩余驅(qū)動(dòng)的方法.

方法1:圖3中Vg起始為負(fù)，其變正是經(jīng)歷了這樣兩步:第一步，C中能量釋放到L中，直至C中能量釋放完畢，Vg=0;第二步，L中能量釋放到C中，在這過(guò)程中VC變正，逐漸上升.釋放到C中的最大能量就是L中能存儲(chǔ)的最大能量.因此，可利用L的磁飽和特性來(lái)限制第一步L中能存儲(chǔ)的最大能量，來(lái)限制第二步Vg能升高的最高電壓.前已假設(shè)當(dāng)Vg＞3.5V時(shí)Q導(dǎo)通，由于下式得第二步C允許的最大儲(chǔ)能為:，引用符號(hào)is為 L的飽和電流，當(dāng)他滿足下列條件:，即is＜0.07A剩余驅(qū)動(dòng)將不會(huì)造成Q導(dǎo)通.C起始能量與L飽和能量的差將以大電流脈沖的方式耗散在L的繞組中和磁芯中.

圖1 34種消除剩余驅(qū)動(dòng)的方法

對(duì)上述電路進(jìn)行仿真，其電路圖如圖14所示，假定飽和磁芯采用飛利浦公司3E2A材質(zhì)，初始磁導(dǎo)率為4500，飽和磁通密度為340mT.由最大存儲(chǔ)磁能maxW=1.23μJ可得，磁芯的體積V應(yīng)滿足下列公式:

由上式得:

有效磁路面積設(shè)為Ae=10×10－6m2，有效磁路長(zhǎng)度設(shè)為L(zhǎng)e=1.0×10－2m.為滿足電感量的要求，其繞組匝數(shù)N應(yīng)滿足下列方程:

線圈匝數(shù)設(shè)為9匝.Vg的電壓仿真波形如圖15所示，由圖可見，當(dāng)變壓器飽和時(shí)，變壓器原邊產(chǎn)生大電流，能量耗散在變壓器的繞組和磁芯中，由于磁芯存儲(chǔ)的能量小于1.23μJ，在Vg變正時(shí)，其幅值已經(jīng)小于3.5V.該方法可以很好地抑制Vg的電壓.

方法2:將圖1(a)(b)中Rs左移至如圖13(b)所示.產(chǎn)生這一思路的物理基礎(chǔ)是圖3和圖8的LC回路中沒(méi)有消耗能量的電阻，將Rs移至與C串聯(lián)，既能起前已敘述的抑制高頻串聯(lián)諧振的作用，又使LC回路形成LRsC回路.

圖16的動(dòng)態(tài)方程是:

式中:

起始條件是:

下式依然成立

故式(10)～(13)的解為:

注意到式(14)中正弦的系數(shù)為0.1，得圖16剩余驅(qū)動(dòng)的近似式為:

由上式得Vg的電氣特性:

Vg最大正向驅(qū)動(dòng)幅度:DEe

對(duì)上述電路進(jìn)行仿真，其電路圖如圖17所示，Vg的電壓仿真波形如圖17所示，由圖可見，該方法可以很好地抑制Vg的電壓.

若將 Rs提高為15Ω，則正向驅(qū)動(dòng)幅度約為3.8V，其Vg的仿真波形如圖18所示，這對(duì)變換器已不造成危險(xiǎn).由此可見圖1中Rs左移的作用.

圖18 方法2Vg仿真波形

方法3:圖13(c)C并聯(lián)二極管D1，它不影響PWM電路正常運(yùn)行.但它使C的正向電壓鉗位在二極管的正向?qū)▔航?

對(duì)上述電路進(jìn)行仿真，其電路圖如圖19所示，Vg的電壓仿真波形如圖20所示，由圖可見，Vg的電壓最大值為0.78V，該方法消除了圖1(a)剩余驅(qū)動(dòng)的危險(xiǎn)性.

方法4:對(duì)圖1(b)可采用圖13(d)所示方法消除剩余驅(qū)動(dòng)的危險(xiǎn)性.二極管D1使C產(chǎn)生的正向驅(qū)動(dòng)電壓在Vg的正向驅(qū)動(dòng)電壓中僅增加0.6N2/N1=0.36V.Vg正向電壓的另一分量由 C1產(chǎn)生(t=0時(shí)VC1=3.6V)，可適當(dāng)減小 R，利用圖3所示AB過(guò)程這段時(shí)間衰減至允許值.例如取R=1kΩ，經(jīng) AB 這段時(shí)間15.7us，VC電壓已衰減為

此時(shí)，剩余驅(qū)動(dòng)已不能使Q導(dǎo)通.電容C1并聯(lián)電阻R1也是加速C1正向衰減的可用方法.

對(duì)上述電路進(jìn)行仿真，其電路圖如圖21所示，其中C1并聯(lián)電阻R1設(shè)為510Ω，Vg的電壓仿真波形如圖22所示，由圖可見，Vg的電壓最大值為3.02V，該方法消除了圖1(b)剩余驅(qū)動(dòng)的危險(xiǎn)性.如果將R1的電阻減小到51Ω，Vg的電壓最大值下降到0.74V.

6 結(jié)論

本文的討論具有這樣的啟示:對(duì)包含了儲(chǔ)能元件的開關(guān)驅(qū)動(dòng)電路，應(yīng)謹(jǐn)慎評(píng)估它在PWM電路關(guān)閉后可能存在的“剩余驅(qū)動(dòng)”，嚴(yán)防其對(duì)變換器可能產(chǎn)生的潛在危險(xiǎn).本文提出的圖13所示的4種消除剩余驅(qū)動(dòng)危險(xiǎn)的對(duì)策，可單獨(dú)或綜合使用.其中方法1簡(jiǎn)單，但是磁芯損耗大;方法2簡(jiǎn)單，但是只能減少剩余驅(qū)動(dòng)危險(xiǎn);方法3較復(fù)雜，但是能消除剩余驅(qū)動(dòng)危險(xiǎn).

［1］ 丁道宏.電力電子技術(shù)［M］.北京:航空工業(yè)出版社，1999

［2］ Bell B.Digital isolators:a space-saving alternative to gate-drive transformersin DC-DC converters［J］.HOW2POWER，2010

［3］ 王華彪，陳亞寧.IGBT和MOSFET器件的隔離驅(qū)動(dòng)技術(shù)［J］.電源技術(shù)應(yīng)用，2006，9(5):43-45

附 錄

公式(9)推導(dǎo)如下:

設(shè)Q的導(dǎo)通條件是Vg＞3.5V，根據(jù)公式(6)得出:

如圖23所示，計(jì)算Vg(t)的上包絡(luò)線值，將上式中“t”用振蕩周期表示，即:t=(n－

圖23 Vg(t)波形

代入上式得:

得到Q的導(dǎo)通次數(shù)為: