吳彥偉，歐嘉俊，蘇 濤，王 波，吳浚銘，穆 涵

（1.廣東電網有限責任公司廣州供電局，廣州 510620；2.南京南瑞繼保電氣有限公司，南京 211102；3.東南大學先進電能變換技術與裝備研究所，南京 210096）

近年來，隨著光伏、風電和儲能裝置的高度滲透，以及直流負荷的日益增長，電網的直流特征愈發(fā)明顯[1-3]。由于直流系統(tǒng)可實現分布式新能源的并網及消納，且不存在交流系統(tǒng)的無功、相位和頻率問題，已逐漸成為國內外研究熱點[4-6]。隨著電力電子技術的快速發(fā)展，直流系統(tǒng)的控制更加靈活[7]，但眾多電力電子設備間的復雜交互作用導致直流系統(tǒng)大擾動下的穩(wěn)定性問題突出[8]。另外，恒功率負載CPL（constant power load）的負阻抗特性也是導致系統(tǒng)大信號失穩(wěn)的主要原因之一[9-10]。

當系統(tǒng)受到大信號擾動時，并不滿足線性化的假設條件，這意味著基于經典控制理論的小信號分析方法將不適用于評估系統(tǒng)在大擾動下的穩(wěn)定性[11-12]。目前，李雅普諾夫第二法被廣泛應用于分析系統(tǒng)的大信號穩(wěn)定性[13-14]。但基于李雅普諾夫函數的大信號穩(wěn)定性分析方法并不能給出系統(tǒng)穩(wěn)定域的代數表達式，因此難以直接指導系統(tǒng)設計。而Brayton-Moser 混合勢函數理論則可以直接用于分析非線性電路的大擾動穩(wěn)定性，并得到系統(tǒng)穩(wěn)定域的解析解[15-16]。

文獻[17]建立了LC 濾波器和CPL 級聯形式的直流系統(tǒng)的混合勢函數，分析不同控制參數對系統(tǒng)大信號穩(wěn)定性的影響。文獻[18]分析了帶CPL的雙向buck變換器的混合勢函數，得出在大擾動下控制器限幅對系統(tǒng)大信號穩(wěn)定性的影響。由于實際負載變換器的響應速度要明顯慢于理想的CPL，從而導致大信號穩(wěn)定性分析得出的穩(wěn)定性邊界過于保守，為此文獻[19]改進了CPL的簡化模型。

混合勢函數理論多被應用于單電壓等級直流系統(tǒng)，而其在多電壓等級直流系統(tǒng)中的應用研究較為匱乏。近年來，多電壓等級直流系統(tǒng)由于可實現更大電壓比，且便于接入不同電壓等級負載而逐漸興起[20-21]。文獻[22]首次將混合勢函數理論應用于簡單三級級聯系統(tǒng)，評估了其大信號穩(wěn)定性，但并未考慮不同控制模式對系統(tǒng)大信號穩(wěn)定的影響。

本文以簡單三級級聯Buck 變換器為例研究多電壓等級直流系統(tǒng)的大信號穩(wěn)定判據。首先，結合系統(tǒng)開環(huán)狀態(tài)空間模型和混合勢函數定理，討論了源變換器在采用單電壓環(huán)控制和雙閉環(huán)控制下的模型簡化方法，并提出通用系統(tǒng)大信號簡化模型。然后，通過構造混合勢函數方程，確定系統(tǒng)的大信號穩(wěn)定域，并研究系統(tǒng)關鍵參數對大信號穩(wěn)定性的影響。最后，通過案例分析和仿真實驗，驗證了理論分析的正確性。

1 多電壓等級直流系統(tǒng)的狀態(tài)平均模型

由Buck 變換器構成的具有兩個電壓等級的三級級聯直流系統(tǒng)如圖1所示。中壓直流MVDC（medium voltage DC）母線和低壓直流LVDC（low voltage DC）母線電壓分別為vMbus和vLbus。其中，前兩級變換器的狀態(tài)空間平均方程為

圖1 基于Buck 變換器的三級級聯系統(tǒng)Fig.1 Three-stage cascaded system based on Buck converters

式中：vin為系統(tǒng)輸入電壓；RLx、iLx和uLx分別為電感Lx的串聯等效電阻、電流和端電壓，序號x=1，2；dx為占空比；Cx為輸出濾波電容；iox為輸出電流；iCPL為后級變換器的輸入電流。

對于CPL，當母線電壓驟降或突然升高時，其輸入電流將沿著反方向變化，從而進一步加劇電壓波動。因此系統(tǒng)中后級變換器在大信號分析中可以等效為一個受控電流源，其電流值iCPL=PCPL/vLbus，其中，PCPL為后級變換器吸收的有功功率。因此根據式（1）可得三級級聯系統(tǒng)的狀態(tài)平均模型如圖2所示。

圖2 系統(tǒng)的狀態(tài)平均模型Fig.2 State-average model of system

2 混合勢函數理論

混合勢函數理論由Brayton 和Moser 在1964年提出[1]，它為非線性電路的暫態(tài)穩(wěn)定性分析提供了統(tǒng)一的研究方法，也為非線性電路大擾動下的穩(wěn)定性提供了判據[2]。該方法首先基于非線性電路的特性與結構，構建待研究系統(tǒng)的混合勢函數；然后，根據混合勢函數的特點對其進行重構，以滿足相應的穩(wěn)定性判別定理所要求的形式；最后，應用相應定理得到穩(wěn)定判據。

系統(tǒng)的混合勢函數P與其電路結構有關，可根據非線性電路中的電感、電容及非儲能元件進行構建，其表達式為

式中：i、v分別為電路中所有電感電流和電容電壓構成的向量；iμ、vμ分別為第μ個非儲能元件的電流和電壓，μ= 1，2，…，b，b為非儲能元件的個數；Γ為一維積分曲線，由系統(tǒng)中的電壓和電流決定；iσ、vσ分別為第σ個電容的電流和電壓。假定一個電路中包含r條電感支路和s條電容支路，且i1,i2,…,ir為所有的電感電流，vr+1,vr+2,…,vr+s為所有的電容電壓，則等號右側第1項為所有非儲能元件的電流勢，第2項為所有電容的總功率。

混合勢函數P的統(tǒng)一形式可表示為

式中：A(i)為電流勢函數；B(v)為電壓勢函數；γ、α為常向量。

定義兩個最小特征值μ1、μ2為

式中：λ（·）為矩陣的特征值；L=(L1,L2,…,Lr)為電路中所有電感組成的對角矩陣；C=(C1,C2,…,Cs)為電路中所有電容組成的對角矩陣；Aii(i)為A(i)對i求二階偏導數；Bvv(v)為B(v)對v求二階偏導數。

若電路中所有的i和v均滿足

且當|i|+|v|→∞時，有

那么當系統(tǒng)受到大信號擾動后，最終還會在趨于穩(wěn)定的平衡點工作，所以滿足式（5）和式（6）的系統(tǒng)，可以保證在大擾動下的穩(wěn)定性。

3 系統(tǒng)混合勢函數方程及穩(wěn)定性分析

根據混合勢函數理論，通過定義支路正方向，確定終端節(jié)點和起始節(jié)點，以及節(jié)點之間的電壓差，構造包含系統(tǒng)中所有獨立變量i1,i2,…,ir，vr+1,vr+2,…,vr+s的完整網絡，從而計算系統(tǒng)支路的能量存儲情況，并構建系統(tǒng)的能量函數。在計算時，并不需要采用類似小信號穩(wěn)定性建模的方法，而是基于從開關周期角度考慮的狀態(tài)空間平均模型得到系統(tǒng)的混合勢函數。因此，針對圖2系統(tǒng)的狀態(tài)平均模型可以進一步分析其在單位周期下的特性，得到適用于混合勢函數計算的簡單模型。

3.1 源變換器模型簡化及系統(tǒng)的混合勢函數

當Buck 變換器采用雙閉環(huán)控制時，可以假設系統(tǒng)電流內環(huán)的響應足夠快，那么，此時電感電流能夠緊緊跟隨電壓外環(huán)的輸出電流參考值[19，23]。因此，Buck變換器的狀態(tài)空間模型可以簡化等效為如圖3所示的受控電流源和輸出電容并聯的形式，其中，受控電流源的輸出電流等于系統(tǒng)電流內環(huán)的參考值。

圖3 Buck 變換器的簡化模型Fig.3 Simplified model of Buck converter

當采用單電壓環(huán)控制時，不存在電流環(huán)，無法直接根據圖3對變換器進行簡化。因此，需要計算和分析整個系統(tǒng)的混合勢函數，進而討論在單電壓環(huán)控制下變換器的簡化方法。

由圖2 的狀態(tài)空間平均模型，可得基于受控電流源、受控電壓源、電阻、CPL等非儲能元件建立的電流勢函數為

將式（1）代入式（7）可得。

由圖2可得系統(tǒng)各電容支路的電壓電流乘積為

將式（8）、（9）代入式（2）可得系統(tǒng)混合勢函數為

由式（3）給出的混合勢函數統(tǒng)一形式，可得電流勢函數A（i）和電壓勢函數B（v）為

由混合勢函數定理可得

圖4 電感電壓電流波形Fig.4 Waveforms of inductor’s voltage and current

三級級聯系統(tǒng)的簡化大信號模型如圖5所示。由于可通過圖5 中大信號模型構造混合勢函數得到μ1和μ2，因此，圖5也可視為系統(tǒng)的通用大信號簡化模型。

圖5 系統(tǒng)通用大信號簡化模型Fig.5 General large-signal simplified model of system

為進一步給出系統(tǒng)的大信號穩(wěn)定判據，將進一步結合系統(tǒng)的不同控制環(huán)路求解μ2。

3.2 雙閉環(huán)控制模式下的大信號穩(wěn)定判據

當圖1所示的三級級聯系統(tǒng)采用雙閉環(huán)PI 控制時，源變換器和中間變換器的控制環(huán)路如圖6所示，相應的控制環(huán)路表達式為

圖6 雙閉環(huán)控制框圖Fig.6 Block diagram of double-closed-loop control

由于電流內環(huán)相應的速度足夠快，內環(huán)電流值可以及時的跟隨給定值，因此有

由式（14）～（16）可得

將式（17）、（18）代入式（13）可得

忽略變換器損耗，由輸入輸出功率平衡可得

將式（20）代入式（19）并結合混合勢函數理論可以得出，當源變換器和中間變換器均采用雙閉環(huán)控制時，系統(tǒng)的大信號穩(wěn)定判據為

由式（21）可知，此時系統(tǒng)的大信號穩(wěn)定性僅與兩個母線電壓vMbus和vLbus、源變換器和中間變換器電壓外環(huán)PI 控制器的比例系數kvp1及kvp2、電容C1和C2，以及負載變換器的功率PCPL有關。

3.3 單電壓環(huán)控制模式下的大信號穩(wěn)定判據

當圖1 中的三級級聯系統(tǒng)采用單電壓環(huán)控制時，源變換器和中間變換器的控制環(huán)路如圖7所示，相應的控制環(huán)路表達式為

圖7 單電壓環(huán)控制框圖Fig.7 Block diagram of single-voltage-loop control

式中：kp1、ki1分別為源變換器的比例和積分系數；kp2、ki2分別為中間變換器的比例和積分系數。

由式（1）可得電感電流iL1和iL2計算式[19]分別為

式中，N1、N2均為常數，不影響偏微分的結果。

于是iL1和iL2對母線電壓的偏導數分別為

將式（20）、（26）和式（27）代入式（13）并結合混合勢函數理論可以得出，當源變換器和中間變換器均采用單電壓環(huán)控制時，系統(tǒng)的大信號穩(wěn)定判據為

由式（28）可知，時系統(tǒng)的大信號穩(wěn)定性與輸入電壓vin、母線電壓vMbus和vLbus、源變換器和負載變換器PI控制器的比例系數kp1及kp2、電感串聯等效電阻RL1和RL2、電容C1和C2，以及負載變換器功率PCPL有關。

對比式（21）與式（28）可以發(fā)現，三級級聯系統(tǒng)在源變換器和中間變換器采用不同控制方式下得到的大信號穩(wěn)定判據不同，但均可以圖5所示模型構造系統(tǒng)混合勢函數的表達式。

4 案例分析與仿真驗證

為驗證所提出大信號穩(wěn)定判據的正確性，分別針對采用雙閉環(huán)控制和單電壓環(huán)控制的三級級聯Buck變換器進行案例分析，并在Matlab/Simulink 仿真平臺搭建如圖1所示系統(tǒng)的仿真模型進行驗證，系統(tǒng)參數如表1所示。其中，系統(tǒng)輸入電壓為80 V，kvp3、kvi3分別為CPL 電壓外環(huán)的比例和積分系數；vo為后級變換器輸出電壓。

表1 系統(tǒng)參數Tab.1 System parameters

4.1 雙閉環(huán)控制時系統(tǒng)大信號穩(wěn)定域分析驗證

由式（21）及Matlab 繪制出系統(tǒng)的大信號穩(wěn)定域如圖8所示，并在系統(tǒng)的穩(wěn)邊界上選取兩個臨界點A1和A2以驗證所提系統(tǒng)大信號穩(wěn)定域的準確性。

圖8 系統(tǒng)在雙閉環(huán)控制下的穩(wěn)定域Fig.8 Stable region of system under double-closed-loop control

（1）當系統(tǒng)選取臨界點A1進行驗證時，系統(tǒng)大信號穩(wěn)定的臨界功率為（122÷1.25）W=115 W。設置系統(tǒng)源變換器的電壓環(huán)比例系數kvp1=0.2，中間變換器的電壓環(huán)比例系數kvp2=0.2 ，而CPL 將在t=0.4 s 時從96 W 跳變到144 W。由圖8 的大信號穩(wěn)定域可知，CPL 跳變前，系統(tǒng)滿足大信號穩(wěn)定的條件，而跳變后則不滿足。圖9 給出了系統(tǒng)中2 個母線電壓及負載變換器輸出電壓和電流的仿真波形，其中io為負載電流。由圖9可知，在t＜0.4 s時，系統(tǒng)穩(wěn)定；在t＞0.4 s 時，由于發(fā)生負載跳變，系統(tǒng)母線電壓產生了振蕩。這與由圖8 給出的系統(tǒng)大信號穩(wěn)定域判定結果一致。

圖9 負載功率從96 W 切換到144 W 系統(tǒng)仿真波形Fig.9 Simulation waveforms of system when load power is switched from 96 to 144 W

（2）當系統(tǒng)選取臨界點A2進行驗證時，系統(tǒng)大信號穩(wěn)定的臨界功率為（122÷0.3）W = 480 W。設置系統(tǒng)源變換器的電壓環(huán)比例系數kvp1=0.2，中間變換器的電壓環(huán)比例系數kvp2=1.6 ，而CPL 將在t= 0.4 s 時從360 W 跳變到500 W。由圖8 的大信號穩(wěn)定域可知，CPL 跳變前，系統(tǒng)滿足大信號穩(wěn)定的條件，而跳變后則不滿足。圖10給出了系統(tǒng)中2個母線電壓及負載變換器輸出電壓和電流的仿真波形。由圖10可以看出，在t＜0.4 s時，系統(tǒng)穩(wěn)定；在t＞0.4 s時，由于發(fā)生負載跳變，系統(tǒng)母線電壓產生了振蕩。這與由圖9 給出的系統(tǒng)大信號穩(wěn)定域判定結果一致。

圖10 負載功率從360 W 切換到500 W 系統(tǒng)仿真波形Fig.10 Simulation waveforms of system when load power is switched from 360 to 500 W

4.2 單電壓環(huán)控制時系統(tǒng)大信號穩(wěn)定域分析驗證

在系統(tǒng)采取單閉環(huán)控制時，由式（28）及Matlab繪制出系統(tǒng)的大信號穩(wěn)定域如圖11所示，并在系統(tǒng)的穩(wěn)邊界上選取兩個臨界點A3和A4以驗證所提系統(tǒng)大信號穩(wěn)定域的準確性。

圖11 系統(tǒng)在單電壓環(huán)控制下的穩(wěn)定域Fig.11 Stable region of system under single-voltage-loop control

（1）當系統(tǒng)選取臨界點A3進行驗證時，系統(tǒng)大信號穩(wěn)定的臨界功率為（122÷1.3）W = 111 W。設置系統(tǒng)源變換器的電壓環(huán)比例系數kp1=0.08，中間變換器的電壓環(huán)比例系數kp2=1.2，而CPL 將在t= 0.2 s 時從144 W 跳變到72 W。由圖11 的大信號穩(wěn)定域可知，CPL 跳變前，系統(tǒng)不滿足大信號穩(wěn)定的條件，而跳變后則滿足。圖12 給出了系統(tǒng)中2 個母線電壓及負載變換器輸出電壓和電流的仿真波形。由圖12 可知，在t＜0.2 s 時，母線電壓產生了振蕩，系統(tǒng)不穩(wěn)定；在t＞0.2 s 時，由于發(fā)生負載跳變，CPL 減小，系統(tǒng)由不穩(wěn)定進入穩(wěn)定狀態(tài)。這與根據圖11中給出的系統(tǒng)大信號穩(wěn)定域判定結果一致。

圖12 負載功率從144 W 切換到72 W 系統(tǒng)仿真波形Fig.12 Simulation waveforms of system when load power is switched from 144 to 72 W

（2）當系統(tǒng)選取臨界點A4進行驗證時，系統(tǒng)大信號穩(wěn)定的臨界功率為（122÷0.8）W = 180 W。設置系統(tǒng)源變換器的電壓環(huán)比例系數kp1=0.2，中間變換器的電壓環(huán)比例系數kp2=1.9，而CPL 將在t=0.2 s 時從288 W 跳變到72 W。由圖11 的大信號穩(wěn)定域可知，CPL 跳變前，系統(tǒng)不滿足大信號穩(wěn)定的條件，而跳變后則滿足。圖13給出了系統(tǒng)中2個母線電壓及負載變換器的輸出電壓和電流的仿真波形。由圖13 可知，在t＜0.2 s 時，母線電壓產生了振蕩，系統(tǒng)不穩(wěn)定；在t＞0.2 s 時，由于發(fā)生負載跳變，CPL 減小，系統(tǒng)由不穩(wěn)定進入穩(wěn)定狀態(tài)。這與由圖11 中給出的系統(tǒng)大信號穩(wěn)定域判定的結果一致。

圖13 負載功率從288 W 切換到72 W 系統(tǒng)仿真波形Fig.13 Simulation waveforms of system when load power is switched from 288 to 72 W

4.3 不同控制模式下系統(tǒng)大信號穩(wěn)定域的對比

圖14 給出了系統(tǒng)在單電壓環(huán)和雙閉環(huán)控制方式下的大信號穩(wěn)定域對比情況。由圖14 可知，當不同控制方式下的系統(tǒng)采用相同的源變換器電壓環(huán)比例系數kvp1和中間變換器的電壓環(huán)比例系數kvp2時，單電壓環(huán)控制的大信號穩(wěn)定域小于雙閉環(huán)控制下的穩(wěn)定域；當選取單閉環(huán)臨界點A5和雙閉環(huán)臨界點A6進行驗證時，系統(tǒng)單環(huán)控制下大信號臨界功率為（122÷0.86）W = 167 W，雙閉環(huán)控制下大信號臨界功率為（122÷0.30）W = 480 W，此時設置kvp1=0.2、kvp2=1.8，而CPL在t=0.2 s時從324 W跳變到180 W，跳變前后系統(tǒng)在單閉環(huán)控制下均不滿足大信號穩(wěn)定條件，而系統(tǒng)在雙閉環(huán)控制下跳變前后均滿足大信號穩(wěn)定條件。

圖14 系統(tǒng)在不同控制模式下的穩(wěn)定域Fig.14 Stable regions of system in different control modes

圖15 給出了不同控制環(huán)路系統(tǒng)中兩個母線電壓及負載變換器的輸出電壓和電流的仿真波形。由圖15 可知，在系統(tǒng)切換前后，單環(huán)控制下的系統(tǒng)母線電壓產生了振蕩，系統(tǒng)不穩(wěn)定；采用雙閉環(huán)控制時，母線電壓在切換前后都處于穩(wěn)態(tài)值，系統(tǒng)處于穩(wěn)定運行的狀態(tài)。這與由圖14 的判定結果一致。

圖15 負載功率從324 W 切換到180 W 系統(tǒng)仿真波形Fig.15 Simulation waveforms of system when load power is switched from 324 to 180 W

5 討 論

5.1 限幅對系統(tǒng)大信號穩(wěn)定性的影響

實際控制中，對于雙閉環(huán)控制來說，需對PI 控制器電壓外環(huán)輸出值電感電流進行限幅，以避免超過系統(tǒng)的額定容量[25]。但在大擾動過程中，系統(tǒng)可能工作在限幅工況，這與大信號穩(wěn)定性分析不同，因此需要進行討論。

以采用雙閉環(huán)控制的源變換器為例進行分析，如圖16（a）所示。當負載功率PCPL持續(xù)增加至電感電流iL1上升到電壓外環(huán)的最大限幅值IL1_max時，內環(huán)PI控制器將變?yōu)橐粋€限幅器，其輸出恒為IL1_max；同理，當PCPL持續(xù)減小至iL1下降到電壓外環(huán)的最小限幅值IL1_min時，內環(huán)輸出也是恒定值為IL1_min。顯然，工作在限幅工況下源變換器仍然可以等效為電流源與輸出濾波電容的并聯形式，如圖16（b）所示。

圖16 限幅工況下的源變換器控制框圖與簡化模型Fig.16 Control block diagram and simplified model of source converter under limitation working condition

盡管限幅并不改變變換器的大信號簡化模型，但其將影響基于混合勢函數方法的進一步分析，這是由于當簡化模型中的電流源為限幅值IL1_max或IL1_min時，其對系統(tǒng)內其他電氣變量的偏導數恒為0。因此，當源變換器或中間變換器工作在限幅工況時，系統(tǒng)大信號穩(wěn)定判據也將發(fā)生變化，具體分析如下。

1）僅源變換器工作在限幅工況

d1=iL1=IL1_max，可得

將式（29）代入式（13）可得

由式（30）可知，μ1+μ2恒小于0，根據混合勢函數理論可得出系統(tǒng)恒不穩(wěn)定。

2）僅中間變換器工作在限幅工況

d2=iL2=IL2_max，可得

將式（31）代入式（13）可得

由式（32）可知，μ1+μ2恒小于0，根據混合勢函數理論可得出系統(tǒng)恒不穩(wěn)定。

3）源變換器和中間變換器均工作在限幅工況

式（29）和式（31）同時成立，因此μ1+μ2恒小于0，系統(tǒng)恒不穩(wěn)定。

需要說明的是：本節(jié)分析結果與文獻[26]對兩級級聯系統(tǒng)的研究結論完全一致。由文獻[26]可知，要想三級級聯在限幅工況下仍大信號穩(wěn)定，需要增加一定的阻性負載。

5.2 基于混合勢函數的大信號穩(wěn)定性判據的保守性

盡管本文基于混合勢函數給出了系統(tǒng)的大信號穩(wěn)定域，但這一穩(wěn)定邊界較為保守。以圖8中點A1為例進行分析，由所提大信號穩(wěn)定判據，可得其穩(wěn)定邊界為kvp1=0.2、kvp2=0.2、R=1.25 Ω（對應系統(tǒng)功率115 W），而實際上當R約為1.1 Ω（對應系統(tǒng)功率131 W）時，系統(tǒng)才處于臨界穩(wěn)定狀態(tài)，兩種工況的仿真波形如圖17所示。由于點（0.2，0.2，1.25）位于點A1下方，驗證了系統(tǒng)大信號穩(wěn)定域較為保守的結論。

圖17 負載功率從115 W 切換到131 W 系統(tǒng)仿真波形Fig.17 Simulation waveforms of system when load power is switched from 115 to 131 W

混合勢函數是李雅普諾夫函數的一種特例，其獲得的所有穩(wěn)定性邊界均具有保守性的特征，根據這種保守的穩(wěn)定性準則可以為系統(tǒng)穩(wěn)定裕度提供足夠的保證[19]。文獻[27]對比研究了幾種大信號穩(wěn)定評估方案，也證明了基于混合勢函數分析方法的保守性。除此之外，導致系統(tǒng)大信號穩(wěn)定評估結論保守的原因還有寄生參數、建模方法及對CPL過于理想的簡化等等，其中，對CPL 的簡化處理導致的保守性更為突出[19]。例如，本文直接將CPL 等效為一個受控電流源，而實際變換器的暫態(tài)響應與理想的恒功率仍有差距。為此后續(xù)工作將進一步研究如何減小所提大信號穩(wěn)定域的保守性。

6 結論

隨著多電壓等級直流系統(tǒng)的快速發(fā)展，其大信號暫態(tài)穩(wěn)定性得到了廣泛關注。本文采用混合勢函數理論研究了不同控制模式下三級級聯Buck 變換器的大信號穩(wěn)定性評估方法，得到如下結論。

（1）同控制模式下三級級聯Buck 變換器可以采用相同的大信號簡化模型進行混合勢函數建模與穩(wěn)定性分析。

（2）利用混合勢函數法確定影響三級級聯Buck變換器大信號穩(wěn)定性的關鍵參數，并進行仿真驗證。

（3）相較于單電壓環(huán)控制，雙閉環(huán)控制下三級級聯Buck變換器的大信號穩(wěn)定域更大。