朱浩亮黃 玉

(南寧學(xué)院機(jī)電學(xué)院，廣西 南寧 530200)

近年來(lái)，隨著市場(chǎng)競(jìng)爭(zhēng)的不斷加劇，空調(diào)(Air Conditioner，AC)產(chǎn)品的開發(fā)周期被不斷縮短。但是為了確保產(chǎn)品設(shè)計(jì)符合電磁干擾(electromagnetic interference，EMI)標(biāo)準(zhǔn)，需要進(jìn)行嚴(yán)格的測(cè)試驗(yàn)證過(guò)程，這在一定程度上增加了產(chǎn)品開發(fā)的時(shí)間和成本[2-3]。共模扼流圈易于安裝在電力電纜中，通常用于EMI 測(cè)試，因?yàn)樗试S產(chǎn)品在開發(fā)完成后立即發(fā)布[4]。雖然該方法可以在不修改被測(cè)設(shè)備電路的情況下滿足EMI 標(biāo)準(zhǔn)，但通常會(huì)導(dǎo)致發(fā)布的產(chǎn)品結(jié)構(gòu)較復(fù)雜。另外，該方法也增加了材料的成本，對(duì)產(chǎn)品價(jià)格的競(jìng)爭(zhēng)力帶來(lái)了不利影響。

AC 的風(fēng)扇電機(jī)運(yùn)行時(shí)，由于電路中逆變器的開關(guān)狀態(tài)的改變，施加的相電壓改變[4]。這種變化導(dǎo)致電機(jī)相位和接地之間的寄生電容，從而產(chǎn)生共模電流[5-6]。這是導(dǎo)致AC 中產(chǎn)生傳導(dǎo)發(fā)射(Conducted Emission，CE)噪聲[7]的主要原因。本文所研究的商用7 kW AC 使用兩個(gè)風(fēng)扇進(jìn)行熱交換，包含逆變器和風(fēng)扇驅(qū)動(dòng)電機(jī)的控制電路。因此，由于電壓變化持續(xù)地產(chǎn)生共模電流。

為了抑制或減小由電壓變化驅(qū)動(dòng)的共模電流并解決EMI 問(wèn)題，人們已經(jīng)開展了大量的相關(guān)研究。例如，文獻(xiàn)[8-9]提出使用多級(jí)逆變器來(lái)減少由于絕緣柵雙極型晶體管(Insulated-Gate Bipolar Transistor，IGBT)的開關(guān)狀態(tài)變化而引起的電壓變化。文獻(xiàn)[10]提出使用有源噪聲濾波器來(lái)測(cè)量在設(shè)備產(chǎn)生的共模電流。然而，這些方法需要安裝額外的組件，導(dǎo)致價(jià)格成本無(wú)法得到有效降低。文獻(xiàn)[11]提出通過(guò)脈寬調(diào)制(PWM)開關(guān)技術(shù)來(lái)減少共模電壓變化的方法，能夠降低了電壓變化和共模電流的幅度。然而，仍舊不能將其完全抵消。

為了緩解這一問(wèn)題，本文提出了一種降低共模電流的新方法。本文研究的重點(diǎn)是降低電壓變化(與PWM 開關(guān)相關(guān))引起的噪聲，在由兩個(gè)逆變器驅(qū)動(dòng)風(fēng)扇的AC 系統(tǒng)中，該方法僅改進(jìn)PWM 策略，且無(wú)需額外的元件或修改電路，因此成本較低。提出方法可以產(chǎn)生與共模電流方向相反的電流。由于兩個(gè)電流相互偏移，有效地降低了共模電流。試驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了所提方法在逆變器性能方面的有效性，同步PWM 方法有效降低了共模電流和CE 噪聲。

1 提出的同步PWM 方法

AC 系統(tǒng)中存在兩種導(dǎo)致共模電流產(chǎn)生的寄生電容。第一種是導(dǎo)線(連接逆變器和電機(jī))與室外機(jī)外殼之間的電容。第二種是電機(jī)繞組與電機(jī)外殼之間的電容[12]。圖1 示出了AC 系統(tǒng)中共模電流的等效電路，其參數(shù)可以通過(guò)測(cè)量共模阻抗[13]獲得，其中未考慮差模阻抗。

圖1 共模路徑和阻抗的電路圖

相電壓的變化會(huì)改變室外機(jī)外殼(底盤接地)和電機(jī)相電壓之間的電勢(shì)。在應(yīng)用于電機(jī)的三相中，相位a中產(chǎn)生的共模電流icm可以表示為寄生電容Ca1、Ca2、Ca3和Ca4產(chǎn)生的電流之和，如下所示:

式中:ia1、ia2、ia3和ia4分別為Ca1、Ca2、Ca3和Ca4產(chǎn)生的電流。式(2)將流經(jīng)所有寄生電容的電流表示為節(jié)點(diǎn)電壓的函數(shù)。

式中:

與電容引起的壓降相比，寄生電感和電阻引起的壓降可以忽略不計(jì)。因此，所有節(jié)點(diǎn)上的電壓可以視為相等，共模電流可以表示如下[14]:

式中:Ca_total表示等效電容，等于Ca1+…+Ca4。

當(dāng)電壓由于逆變器的開關(guān)操作而改變時(shí)，產(chǎn)生對(duì)應(yīng)于電容特性的共模電流。采用的7 kW 商用AC 共模路徑電路如圖2 所示，其中兩個(gè)逆變器共用一個(gè)直流電源。如果產(chǎn)生的共模電流為icm_1和icm_2，則這些電流匯合點(diǎn)p處的共模電流icm_load可以用式(4)表示:

圖2 AC 共模路徑電路圖

式中:

因?yàn)轱L(fēng)扇1 和2 使用相同類型的電機(jī)，所以可以假設(shè)風(fēng)扇1 的寄生電容等于風(fēng)扇2 的寄生電容，即，Cx_1total=Cx_2total。因此，如果在切換時(shí)風(fēng)扇1 和2的電壓變化(dv/dt)被施加在相反的方向上，則p處的共模電流icm_load可以被保持在接近于零的值，如式(5)所示。

式中:sx_m表示主模式逆變器輸出開關(guān)函數(shù)，sync(·)表示同步。

主模式逆變器的PWM 信號(hào)是根據(jù)參考電壓產(chǎn)生的，而當(dāng)主模逆變器改變其開關(guān)狀態(tài)時(shí)，從模式逆變器的PWM 信號(hào)以相反的方向輸出。然而，從模式控制導(dǎo)致參考電壓和實(shí)際輸出電壓之間的不匹配[15]。

為了解決該問(wèn)題，本文提出了同步脈寬調(diào)制方法，如圖3(a)所示。例如，當(dāng)主逆變器輸出零矢量V7(T0/2)時(shí)，從逆變器也輸出零矢量V0。隨后，當(dāng)主逆變器輸出時(shí)，從逆變器輸出V1(T2_s)。因此。一旦dv/dt在主逆變器的c相出現(xiàn)負(fù)值，從逆變器a相的dv/dt信號(hào)就會(huì)呈現(xiàn)正值。為了保持電流控制的穩(wěn)定性，在每個(gè)PWM 控制周期中，兩個(gè)風(fēng)扇在主模式和從模式之間交替。

圖3 同步PWM 方法

這種同步PWM 方法保證了從模式逆變器的實(shí)際輸出電壓與參考電壓不同。這種差異可以用圖3(b)所示的矢量來(lái)表示。主模式逆變器Vs的參考電壓(與將V1和V2之間平面平分的Vh對(duì)稱)對(duì)應(yīng)于從模式逆變器的實(shí)際輸出電壓，從而產(chǎn)生相對(duì)于參考電壓的電壓誤差。

2 通過(guò)同步PWM 方法減少誤差

在從模式下工作的逆變器，其實(shí)際輸出電壓和參考電壓之間總是存在電壓不匹配，從而導(dǎo)致相電流的畸變。因此，產(chǎn)生的電壓誤差必須最小化。根據(jù)式(4)和式(5)，共模電流的減小取決于IGBT 開關(guān)狀態(tài)變化引起的電壓方向變化。一旦主模式逆變器的開關(guān)功能被激活，在開關(guān)操作期間產(chǎn)生相反方向dv/dt信號(hào)的從模式逆變器可具有六個(gè)函數(shù)，如圖4 所示。對(duì)于從模式逆變器的給定輸出，對(duì)應(yīng)于的扇區(qū)被保持，并且電壓誤差被最小化。因此，在本文中，同步PWM 方法的實(shí)現(xiàn)基于PWM 輸出。

圖4 同步PWM 方法的矢量圖

圖5 描繪了從模式逆變器的六種開關(guān)狀態(tài)sa2，sb2，sc2。這些狀態(tài)可以與開關(guān)狀態(tài)sa1，sb1，sc1同步，以控制主模式逆變器。

圖5 同步PWM 方法的開關(guān)函數(shù)

利用主模逆變器的目標(biāo)輸出與Ts之間差值，對(duì)同步PWM 方法進(jìn)行實(shí)現(xiàn)，如式(7)所示。

圖6 同步PWM 方法的控制框圖

3 EMI 仿真分析

傳統(tǒng)EMI 仿真分析方法主要是通過(guò)施加方波參考電壓來(lái)檢查信號(hào)頻率衰減或開關(guān)元件的工作情況[16-17]。然而，這些方法不太適合對(duì)逆變器控制單元的不同邏輯狀態(tài)進(jìn)行EMI 的CE 仿真。因此，本文通過(guò)構(gòu)造一個(gè)模型來(lái)仿真電磁干擾，該模型考慮了各種負(fù)載，如電源、線路阻抗穩(wěn)定網(wǎng)絡(luò)(Line Impedance Stabilization Network，LISN)、電機(jī)線、逆變器以及風(fēng)扇電機(jī)等。采用快速傅立葉變換技術(shù)對(duì)電源網(wǎng)絡(luò)中配置的LISN 電路進(jìn)行數(shù)據(jù)分析。仿真過(guò)程以10 ns 的間隔持續(xù)125 ms。

風(fēng)扇電機(jī)的共模阻抗特性如圖7(a)所示，室外機(jī)外殼與電機(jī)導(dǎo)線之間的共模阻抗如圖7(b)所示。表1 列出了用于構(gòu)建風(fēng)扇電機(jī)和導(dǎo)線之間等效阻抗的電路參數(shù)。

圖7 風(fēng)扇電機(jī)的共模阻抗

表1 風(fēng)扇電機(jī)和導(dǎo)線之間的等效電路參數(shù)

在不使用和使用同步PWM 方法情況下獲得仿真結(jié)果分別如圖8 和圖9 所示，其中橫坐標(biāo)為時(shí)間，縱坐標(biāo)為電流幅度。如圖8(a)所示，在現(xiàn)有的控制方法中，PWM 產(chǎn)生的共模電流是沿同一方向流動(dòng)的。同時(shí)，當(dāng)使用同步PWM 控制方法時(shí)，逆變器1和2 的IGBT 狀態(tài)同時(shí)改變以產(chǎn)生向相反方向流動(dòng)的共模電流(參見圖9(a))。

圖8 不采用同步PWM 方法的情況下獲得了仿真結(jié)果

圖9 采用同步PWM 方法的情況下獲得了仿真結(jié)果

如圖8(b)所示，現(xiàn)有的控制方法通常增加兩個(gè)逆變器產(chǎn)生的共模電流。然而，同步的PWM 控制卻能夠顯著降低其幅度，如圖9(b)所示。與現(xiàn)有方法(圖8(c))的相電流相比，同步PWM 方法不會(huì)進(jìn)一步顯著地扭曲相電流，如圖9(c)所示。

EMI 的CE 噪聲分析結(jié)果表明，同步PWM 方法產(chǎn)生的總CE 噪聲降低了6.7 dB～20 dB，如圖10 所示。在170 kHz 時(shí)降低了20 dB，在1 MHz 時(shí)降低了6.7 dB，在10 MHz 時(shí)降低了9.8 dB。

圖10 在使用(黑色)和不使用(灰色)同步PWM方法情況下獲得的仿真結(jié)果

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

圖11 顯示了用于測(cè)量EMI-CE 電壓的實(shí)驗(yàn)裝置，其中LISN 連接到7kW 商用AC 系統(tǒng)(EMI 測(cè)量室環(huán)境下)。壓縮機(jī)負(fù)荷和室內(nèi)機(jī)未運(yùn)行。風(fēng)扇控制電路被激活，所有EMI 測(cè)量組都被移除，以僅評(píng)估同步PWM 方法的性能。通過(guò)應(yīng)用噪聲濾波器，可以滿足EMI 標(biāo)準(zhǔn)規(guī)定的CE 限值[18]。

圖11 實(shí)驗(yàn)硬件設(shè)置

在不使用和使用同步PWM 方法情況下獲得真實(shí)測(cè)試結(jié)果分別如圖12 和圖13 所示，其中橫坐標(biāo)為時(shí)間，縱坐標(biāo)為電流幅度。當(dāng)采用現(xiàn)有的PWM方法時(shí)，兩個(gè)逆變器在閉合時(shí)刻進(jìn)行PWM。結(jié)果，在同一方向上產(chǎn)生共模電流(圖12(a))。然而，如圖13(a)所示，同步控制方法產(chǎn)生相反方向的電流。此外，從圖12(b)可以看出，由風(fēng)扇1 和2 產(chǎn)生的共模電流被相加。然而，根據(jù)圖13(b)，相對(duì)于現(xiàn)有方法，同步PWM 方法則不會(huì)出現(xiàn)類似情況。

通過(guò)比較分別兩種PWM 控制方法產(chǎn)生的相電流的波形，可以看出同步PWM 方法對(duì)相電流的失真改變非常小，如圖12(c)和圖13(c)所示。同步PWM 方法在不同工作條件下獲得的EMI(CE)測(cè)試結(jié)果如圖14 所示。風(fēng)扇1 轉(zhuǎn)速為200 r/min，風(fēng)扇2轉(zhuǎn)速為900 r/min。圖14 示出了相電流的放大波形。可以看出當(dāng)兩個(gè)風(fēng)扇以不同的速度運(yùn)行時(shí)，不會(huì)出現(xiàn)相電流失真。

圖12 不采用同步PWM 方法的情況下獲得的測(cè)試結(jié)果

圖13 采用同步PWM 方法的情況下獲得了測(cè)試結(jié)果

圖14 同步PWM 方法在不同工作條件下獲得的EMI(CE)測(cè)試結(jié)果

在使用和不使用同步PWM 方法情況下獲得的EMI(CE)測(cè)試結(jié)果對(duì)比，如圖15 所示。可以看出，在170 kHz、1 MHz 和10 MHz 的頻率下，CE 噪聲分別可降低23 dB、6 dB 和1.5 dB。與仿真情況不同的是，實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)表明，CE 噪聲下降幅度在150 kHz 到1 MHz的范圍內(nèi)有所降低。與仿真結(jié)果相比，在小于或等于1 MHz 的頻率下，噪聲的降幅與仿真結(jié)果幾乎一致。但是，在等于或大于1 MHz 的頻率下，由于印刷電路板、單個(gè)IGBT 元件和實(shí)際產(chǎn)品中電機(jī)阻抗的不同，噪聲的降幅較小。然而，在低頻(接近150 kHz)范圍內(nèi)，商用AC 的CE 測(cè)量成本通常十分昂貴，因此所提出的方法仍具有較大的應(yīng)用前景。

圖15 在使用和不使用同步PWM 方法情況下獲得的EMI(CE)測(cè)試結(jié)果比較

5 結(jié)束語(yǔ)

本文提出了一種新的同步PWM 方法來(lái)減小多逆變器AC 系統(tǒng)的共模電流。采用矢量控制的方法避免了風(fēng)扇電機(jī)的不穩(wěn)定性，并采用特殊的扇區(qū)選擇方法減小了電壓誤差。通過(guò)仿真和實(shí)機(jī)測(cè)試驗(yàn)證了該方法的有效性。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，相位電流的畸變明顯減小。同時(shí)，在AC 的EMI 條件下，該同步PWM 方法有效降低了系統(tǒng)的EMI CE。但是在等于或大于1 MHz 的頻率下，該方法對(duì)噪聲的降幅較小，后續(xù)將對(duì)如何改善此問(wèn)題開展進(jìn)一步研究。