趙云龍，車仁飛，張牧燁，陳家輝

（山東大學(xué) 電網(wǎng)智能化調(diào)度與控制教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，山東 濟(jì)南 250061）

0 引言

配電臺區(qū)三相電流不平衡主要是變壓器出口側(cè)三相負(fù)荷不平衡導(dǎo)致的，對變壓器、輸電線路以及用戶人身財(cái)產(chǎn)安全造成不利的影響［1-3］。三相不平衡換相開關(guān)的出現(xiàn)，克服了傳統(tǒng)無功補(bǔ)償方法［4-5］只能補(bǔ)償電網(wǎng)側(cè)三相不平衡的弊端，可以保證線路整體平衡，有效控制了三相電流不平衡對配電網(wǎng)的不利影響。針對三相不平衡換相開關(guān)方面，已有專家學(xué)者開展研究。

目前，對于三相不平衡換相開關(guān)的研究主要在換相策略的軟件設(shè)計(jì)方面，即對主控開關(guān)的換相策略控制算法的研究。文獻(xiàn)［6］采用預(yù)計(jì)算控制策略，根據(jù)實(shí)時(shí)監(jiān)測的負(fù)載數(shù)據(jù)，尋找最優(yōu)化開關(guān)動作方案；文獻(xiàn)［7］著重研究了優(yōu)化算法的目標(biāo)函數(shù)，使換相開關(guān)單元以較少的換相次數(shù)降低三相負(fù)荷不平衡度和線損；文獻(xiàn)［8］建立了長效三相平衡優(yōu)化換相模型，并采用模擬結(jié)晶算法對其求解，進(jìn)而求得配電網(wǎng)負(fù)荷的最優(yōu)換相方案。以上研究在換相指令的尋優(yōu)過程取得了不錯的效果，然而并未涉及分換相開關(guān)的相序切換方面。分換相開關(guān)的作用是完成相序在A、B、C 相之間的自由切換，由于相序之間存在120°的相位差，目前，該過程存在斷電時(shí)間長，換相過程電壓、電流畸變嚴(yán)重的問題。文獻(xiàn)［9］采用模糊C 均值聚類算法對負(fù)荷進(jìn)行分類，然后進(jìn)行換相策略尋優(yōu)，同時(shí)對相序切換方面進(jìn)行了研究，然而換相執(zhí)行元件僅采用繼電器這一機(jī)械開關(guān)，斷電時(shí)間長且不可控，而且觸點(diǎn)斷開時(shí)容易產(chǎn)生電火花，因而該方式缺陷較大。為了減少機(jī)械開關(guān)時(shí)間不可控的弊端，文獻(xiàn)［10-12］在相序切換方面，換相執(zhí)行元件采用基于半導(dǎo)體器件的固態(tài)開關(guān)與基于繼電器的機(jī)械開關(guān)相結(jié)合的形式，通過經(jīng)典的過零投切技術(shù)，實(shí)現(xiàn)負(fù)載電流過零切除、電壓過零投入，斷電時(shí)間可以控制在20 ms 以內(nèi)，然而斷電時(shí)間與負(fù)載的特性（容性、感性）有很大的關(guān)系，對一些敏感負(fù)載，如電子式日光燈、電感式日光燈、老式電飯煲、精密電機(jī)以及其他需要實(shí)時(shí)存儲重要信息的場合（銀行、互聯(lián)網(wǎng)數(shù)據(jù)中心等），會造成不利的影響。為了進(jìn)一步縮短切換時(shí)間，文獻(xiàn)［13-15］對換相開關(guān)的過零切換方式進(jìn)行改進(jìn)，通過精確的時(shí)間延遲，精確控制固態(tài)開關(guān)導(dǎo)通的時(shí)刻，達(dá)到縮短斷電時(shí)間的目的，時(shí)間可控且與負(fù)載性質(zhì)關(guān)系不大。不過，負(fù)載電壓、電流存在較大的畸變，且對于阻感或阻容負(fù)載而言，電壓、電流突變會相互影響，對電網(wǎng)以及用戶產(chǎn)生不利的影響。文獻(xiàn)［16］采取在電壓交點(diǎn)處切換的方式來實(shí)現(xiàn)無縫切換，但是該方法只能應(yīng)用于純阻性負(fù)載的切換，對于感性與容性負(fù)載無法得到期望的效果，并且該換相過程中電壓、電流畸變也較為嚴(yán)重。以上研究僅僅考慮了如何縮短斷電時(shí)間，并未考慮到負(fù)荷的性質(zhì)以及電壓、電流的畸變情況。對此，本文研究了一種新的無縫切換結(jié)構(gòu)與換相流程，既減少了整流環(huán)節(jié)的電流諧波，又減少了電壓跟蹤階段的頻率偏差，并且采用全控器件取消了并網(wǎng)階段，減少了換相時(shí)間與電流畸變含量，為三相不平衡換相開關(guān)應(yīng)用于更加敏感的負(fù)荷提供了可能。

1 三相不平衡換相開關(guān)整體結(jié)構(gòu)

三相不平衡換相開關(guān)主要由1 個主控開關(guān)和若干個分換相開關(guān)兩部分組成，其整體結(jié)構(gòu)圖如附錄A 圖A1 所示。當(dāng)確定配電網(wǎng)區(qū)出現(xiàn)嚴(yán)重的三相不平衡時(shí)，智能換相開關(guān)的主控開關(guān)根據(jù)各個分換相開關(guān)檢測到的電流信息，按照預(yù)先設(shè)定好的換相尋優(yōu)算法，確定合理的換相策略，然后給各個分換相開關(guān)下達(dá)換相指令，最后各個分換相開關(guān)根據(jù)收到的指令完成相序切換動作，進(jìn)而合理地改變某些單相負(fù)荷的相序，使負(fù)荷在給定條件下達(dá)到三相平衡。

2 無縫切換研究

2.1 無縫切換整體結(jié)構(gòu)

無縫切換的主電路如圖1 所示。換相時(shí)，先經(jīng)過一個過渡環(huán)節(jié)，使得將要相互切換的兩相的電壓調(diào)整為同幅、同頻與同相，然后電力電子開關(guān)動作，達(dá)到無縫切換的目標(biāo)，完成換相過程。本文所提出的無縫切換總體結(jié)構(gòu)主要包括主控以及通信電路、電壓和電流采集以及控制電路、換相執(zhí)行元件、過渡環(huán)節(jié)、過渡執(zhí)行元件等部分。其中過渡環(huán)節(jié)由整流及Boost 電路、逆變器電路組成，完成電壓信號的整形和跟蹤功能。為了保證換相的快速性，減少整個換相過程的時(shí)間，每相的換相執(zhí)行元件由一對反向串聯(lián)的IGBT 與繼電器并聯(lián)組成。在換相過程中，參與的器件為每一相的IGBT 對：導(dǎo)通時(shí)，由IGBT 與二極管配合完成，圖中路徑①和②分別表示換相執(zhí)行元件的正向?qū)ê头聪驅(qū)?；關(guān)斷時(shí)，在IGBT 的關(guān)斷觸發(fā)信號的基礎(chǔ)上由2 個反向串聯(lián)的二極管完成。為了減少換相結(jié)束后IGBT 的通態(tài)損耗以及散熱問題，只需關(guān)斷IGBT 并導(dǎo)通與其并聯(lián)的繼電器即可。而過渡執(zhí)行元件的作用是在換相過程將過渡環(huán)節(jié)產(chǎn)生的電壓與市電電壓進(jìn)行隔離，目的是取消并網(wǎng)環(huán)節(jié)，進(jìn)而減少電壓、電流諧波以及整個換相過程的時(shí)間。

圖1 無縫換相整體結(jié)構(gòu)Fig.1 Overall structure of seamless commutation

這樣，經(jīng)過以上各個組成部分的相互配合，負(fù)載相序可以在A、B、C 相之間進(jìn)行無縫切換。為了便于說明，本文將“當(dāng)前相”定義為換相開關(guān)接收到主控開關(guān)傳來的換相指令之前負(fù)載所在的相別；“切換相”是指換相開關(guān)根據(jù)主控開關(guān)傳來的數(shù)據(jù)判斷出的將要切換的相別；“不動相”是指A、B、C 三相除去“當(dāng)前相”以及“切換相”所剩的相別。以A相切換到C相為例說明具體無縫換相流程。

1）初始階段：換相開關(guān)接收到換相指令，確定A相為“當(dāng)前相”、C相為“切換相”、B相為“不動相”，并將T1、T4的IGBT 對導(dǎo)通，隨后斷開與它們并聯(lián)的繼電器常開觸點(diǎn)KM。

2）當(dāng)前相跟蹤階段：A 相市電給負(fù)載供電，此時(shí)閉合K1，逆變器空載跟蹤A相市電電壓的頻率、相位和幅值。

3）切換相跟蹤階段：此時(shí)逆變器的輸出電壓的頻率、相位和幅值與A 相市電電壓相同，關(guān)斷T1、T4中的IGBT 對并導(dǎo)通T5，此時(shí)負(fù)載由逆變器供電，之后逆變器帶載跟蹤C(jī)相市電電壓的頻率、相位和幅值。

4）換相完成階段：當(dāng)負(fù)載電壓的頻率、相位和幅值與C 相市電電壓相同時(shí)，斷開T5，導(dǎo)通T3、T4中的IGBT 對，負(fù)載切換到C 相供電，隨后導(dǎo)通T3、T4中的KM，短延時(shí)后斷開T3、T4中的IGBT 對，最終換相結(jié)束，過渡環(huán)節(jié)退出運(yùn)行。

經(jīng)過以上步驟，可以達(dá)到無縫切換的目的，進(jìn)而減少換相過程對電網(wǎng)與設(shè)備的不利影響，提高電能質(zhì)量，為換相開關(guān)應(yīng)用于更加敏感的負(fù)荷提供了可能。下面對過渡環(huán)節(jié)的幾個主要部分進(jìn)行說明。

2.2 整流以及Boost環(huán)節(jié)

整流以及Boost 環(huán)節(jié)的主要功能有2 個：一是為后面逆變環(huán)節(jié)提供較高的直流電壓；二是進(jìn)行功率因數(shù)的校正。必須要提高整流電路輸出電壓以補(bǔ)償逆變器的電壓損失，因此需要該環(huán)節(jié)Boost電路的升壓功能。同時(shí)，該環(huán)節(jié)對于電網(wǎng)而言是一個大的諧波源，會導(dǎo)致輸入側(cè)電流波形畸變較為嚴(yán)重（尖峰脈沖），輸入電流與輸入電壓的相位差會較大，輸入側(cè)的功率因數(shù)就會較低。因此，需要Boost電路的功率因數(shù)校正功能改善輸入電流的波形，使其相位逐漸靠近輸入電壓的波形，降低輸入電流的諧波含量，提高功率因數(shù)并穩(wěn)定輸出電壓［17］。

2.2.1 整流以及Boost電路整體拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

實(shí)際上，整流以及Boost環(huán)節(jié)整體結(jié)構(gòu)也可稱為Boost 型功率因數(shù)校正電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖2 所示。圖中：ui、ii分別為交流市電輸入電壓、電流；uo1為整流橋輸出電壓；iL為流經(jīng)升壓電感LAPFC的電流；CAPFC為濾波電容；uodc、iodc分別為負(fù)載電壓、電流；uC、iC分別為電容電壓、電流；ioc為Boost電路輸出側(cè)總電流；D1為升壓二極管。

圖2 整流以及Boost電路整體結(jié)構(gòu)Fig.2 Overall structure of rectifier and Boost circuit

2.2.2 控制電路的控制策略選取

在電流連續(xù)導(dǎo)通（CCM）模式下應(yīng)用最多的控制方式是直接電流控制，主要在對系統(tǒng)要求較高的大功率場合中應(yīng)用，因此本文選取直接電流控制作為CCM 模式下電流的控制方式。在直接電流控制基礎(chǔ)上的控制策略又可以分為平均電流控制策略、峰值電流控制策略以及滯環(huán)電流控制策略。相比其他2 種控制策略，平均電流控制策略具有電感電流的均值與輸入電壓的非線性誤差都較小、抗干擾能力強(qiáng)的優(yōu)點(diǎn)，并且應(yīng)對負(fù)載的變化時(shí)其開關(guān)頻率穩(wěn)定性更強(qiáng)。因此本文采取平均電流控制策略。

平均電流控制策略的基本原理是對電流的平均值進(jìn)行控制，采用基于電流環(huán)和電壓環(huán)的雙閉環(huán)控制方式，使得電流的相位逐漸趨向于輸入整流電壓的相位，以提高輸入側(cè)的功率因數(shù)。平均電流控制策略的原理圖以及電感電流波形圖見附錄A 圖A2。參考電流信號iref等于uo1的采樣值與電壓誤差放大器輸出值upc的乘積；然后將iref與電感電流的檢測信號比較后再送入電流誤差放大器，電流誤差放大器的作用是對電流比較后所產(chǎn)生的具有較高頻率的量進(jìn)行平均化修剪；最后將經(jīng)過電流誤差放大器輸出的平均電流誤差與鋸齒波進(jìn)行比較產(chǎn)生IGBT 的脈寬調(diào)制（PWM）驅(qū)動信號Ug。當(dāng)電感電流的檢測信號值增加時(shí)，PWM 驅(qū)動信號的占空比將下降，電感電流隨之下降，反之電感電流上升。

2.2.3 平均電流控制電壓電流雙閉環(huán)設(shè)計(jì)

1）電流環(huán)路設(shè)計(jì)。

由圖A2可得電流環(huán)控制回路框圖見圖3。圖中：Kio為電流誤差放大器的增益；Kii為iL的采樣增益。

圖3 電流環(huán)控制回路框圖Fig.3 Block diagram of current loop control circuit

Gic(s)為電流環(huán)控制器的傳遞函數(shù)，在此采用比例積分（PI）控制器，具體如式（1）所示。

式中：KPi、KIi分別為電流環(huán)控制器的比例增益和積分增益；Toi為電流環(huán)控制器的積分時(shí)間常數(shù)。

Gid(s)為Boost電路小信號模型下得到的輸入電感電流相對于占空比的傳遞函數(shù)，由于IGBT 的開關(guān)頻率fk相比電網(wǎng)頻率大得多，s=j2πfk很大，故可以進(jìn)一步簡化［18］，具體如式（2）所示。

式中：Uodc為uodc的穩(wěn)態(tài)量；R為負(fù)載的等效電阻；D′為IGBT關(guān)斷時(shí)間與開關(guān)周期的比值的穩(wěn)態(tài)量。

2）電壓環(huán)路設(shè)計(jì)。

由圖A2 可得電壓環(huán)控制回路框圖如圖4 所示。圖中：uref為參考電壓信號；Kuo為uodc的采樣增益。

圖4 電壓環(huán)控制回路框圖Fig.4 Block diagram of voltage loop control circuit

Guc(s)為電壓控制器（即PI 控制器）的傳遞函數(shù)，具體如式（3）所示。

式中：Kui為uo1的采樣增益。

2.3 逆變環(huán)節(jié)

逆變環(huán)節(jié)的主要功能是進(jìn)行電壓波形的跟蹤，包括當(dāng)前相跟蹤階段和切換相跟蹤階段。

2.3.1 單相逆變器主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

本文選取單相全橋式逆變器作為主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如附錄A 圖A3 所示。根據(jù)前文所述，逆變系統(tǒng)在進(jìn)行當(dāng)前相跟蹤階段時(shí)處于空載狀態(tài)，為了使輸出濾波器更好地對系統(tǒng)受到的干擾信號（諧振頻率附近）進(jìn)行有效抑制，減少系統(tǒng)輸出誤差，提高當(dāng)前相的跟蹤效果，對LC 濾波器進(jìn)行改進(jìn)，在電容側(cè)串聯(lián)一個小電阻（Rn=0.1 Ω）構(gòu)成LC 阻尼濾波器［19］，改進(jìn)后的空載時(shí)濾波電路的傳遞函數(shù)Glpf(s)為：

式中：Linv、Cinv分別為交流側(cè)濾波電感、電容。

阻尼電阻的作用是將一個零點(diǎn)加入空載時(shí)的濾波電路傳遞函數(shù)，使得系統(tǒng)的性能得到了很大的提升：根軌跡左移、系統(tǒng)的穩(wěn)定性提升以及調(diào)節(jié)時(shí)間減少。

2.3.2 控制策略選取

為了提高系統(tǒng)的快速性與跟蹤精度，再根據(jù)前文所述的換相過程中逆變器的電壓給定量是A、B、C三相市電電壓，本文采用輸出電壓瞬時(shí)值控制策略。傳統(tǒng)的逆變器采用PI 或比例積分微分（PID）控制器對電壓或電流給定量進(jìn)行跟蹤，但是以上2 種控制策略在對交流信號的跟蹤過程始終存在靜差，且很難對較高頻率的信號進(jìn)行跟蹤，而采用比例諧振（PR）控制器則可以最大限度地消除給定量與被控量之間的靜差，實(shí)現(xiàn)理想的跟蹤效果。然而，理想的PR 控制器只對單一的頻率起作用，在實(shí)際的逆變器應(yīng)用中，由于測量采樣的不確定性，參考量的頻率不會只固定在基波頻率上，而是會有±1 Hz 的波動，并且無論是模擬設(shè)備或者是數(shù)字設(shè)備都無法實(shí)現(xiàn)此理想條件下的無限增益［20］，因此在運(yùn)用時(shí)會對理想的PR 控制器做一些變形，得到以下準(zhǔn)PR 控制器的傳遞函數(shù)GPR(s)為：

式中：Kp為比例系數(shù)；Kr為諧振系數(shù)；ω0為基波角頻率；ωc為截止頻率。

2.3.3 逆變器電壓環(huán)設(shè)計(jì)

為了便于分析單相全橋逆變器的特性，現(xiàn)對圖A3 所示的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行簡化處理，得到的簡化電路模型如圖5 所示。圖中：uinv為交流側(cè)脈動電壓；iLinv為流經(jīng)濾波電感的電流；iCinv為流經(jīng)濾波電容和阻尼電阻的電流；uoinv、ioinv分別為負(fù)載兩端的電壓與流經(jīng)負(fù)載的電流；uCinv為濾波電容兩端的電壓；Z為負(fù)載等效阻抗。選取uinv、uoinv為狀態(tài)變量，可得單相全橋逆變器控制系統(tǒng)的傳遞函數(shù)Ginv(s)為：

圖5 單相全橋逆變器簡化等效模型Fig.5 Simplified equivalent model of single-phase full bridge inverter

再結(jié)合前文所得準(zhǔn)PR 控制器傳遞函數(shù)可得逆變器電壓環(huán)整體框圖如圖6 所示。圖中：uiref為市電電壓給定量。

圖6 逆變器電壓環(huán)整體框圖Fig.6 Overall block diagram of inverter’svoltage loop

3 仿真分析與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

3.1 仿真分析

在Simulink 環(huán)境中搭建整體無縫切換環(huán)節(jié)電路仿真模型，主要包括整流以及Boost 電路模塊、換相控制單元、換相執(zhí)行元件模塊、跟蹤以及PWM 產(chǎn)生單元、單相橋式逆變器、負(fù)載等。具體仿真參數(shù)見附錄A表A1。

3.1.1 逆變跟蹤環(huán)節(jié)仿真分析

負(fù)載設(shè)置為2 Ω+2 000 μF 的阻容性負(fù)載（與純阻性和阻感性負(fù)載相比較，阻容性負(fù)載電流受電壓影響較大，因此更具有說服力），［0，0.1）s內(nèi)，逆變器輸出電壓給定量1 為u1(t)=311sin(ωt)，［0.1，0.2］s內(nèi)給定量2 為u2(t)=311sin(ωt-2π/3)，0.1 s 時(shí)刻給定量變化時(shí)逆變器輸出電壓波形如圖7（a）所示。從圖中可以看出，逆變器經(jīng)過4 ms 左右的響應(yīng)時(shí)間后可有效跟蹤給定量2，但是這樣直接切換給定量會造成電壓、電流出現(xiàn)較大程度的畸變，此時(shí)逆變器輸出電壓、電流（即負(fù)載電壓uoinv、電流ioinv）的總畸變率（THD）分別為109.79%、111.88%，在實(shí)際換相過程中會對負(fù)載產(chǎn)生不利影響，所以需要對此跟蹤過程進(jìn)行改進(jìn)。

由于實(shí)際換相過程的給定量1（當(dāng)前相）與給定量2（切換相）相位相差固定的2π/3 rad，因此可以在逆變器輸出電壓跟蹤給定量u2(t)之前，先跟蹤給定量u′2(i)，具體如式（8）所示。

采樣周期設(shè)置為Tcinv=1μs，則一共需要大約Tg=nTcinv=1.047 s 的 時(shí) 間 跟 蹤u′2(i)，由 于Tg時(shí) 間 后逆變器輸出電壓與u2(t)幾乎一致，再跟蹤u2(t)可以極大地消除前文所述直接跟蹤u2(t)時(shí)出現(xiàn)的電壓畸變現(xiàn)象。改進(jìn)跟蹤過程的逆變器輸出電壓、電流（即負(fù)載電壓uoinv、電流ioinv）波形如附錄A 圖A4 所示，且圖7（b）為u1(t)到u′2(i)切換點(diǎn)波形，圖7（c）為u′2(i)到u2(t)切換點(diǎn)波形。從圖中可以看出，在0.1 s時(shí)開始對給定量的跟蹤，1.2 s之前跟蹤結(jié)束（先跟蹤u′2(i)再跟蹤u2(t)），整個跟蹤過程電壓波形平滑，逆變器輸出電壓、電流畸變率僅分別為2.48%和2.46%，且2 個切換點(diǎn)處電壓、電流的畸變率分別為0.65%（電壓）、0.56%（電流）和0.73%（電壓）、0.74%（電流），明顯優(yōu)于直接切換過程。其中在跟蹤u′2(i)時(shí)會必然導(dǎo)致一定的頻率偏差Δf，可由式（11）近似計(jì)算得到。

圖7 跟蹤過程切換點(diǎn)波形圖Fig.7 Waveforms at switching point during tracking process

3.1.2 整體無縫切換環(huán)節(jié)仿真分析

以最常見的阻感負(fù)載（2 Ω+4 mH）為例，附錄A圖A5 為從A 相到C 相整個換相過程負(fù)載電壓、電流以及切換控制脈沖波形，圖8（a）為阻感負(fù)載情況下市電到逆變器切換點(diǎn)（上圖）和逆變器到市電切換點(diǎn)（下圖）周圍1 個周期的電壓波形快速傅里葉變換（FFT）分析圖；附錄A 圖A6 為阻感負(fù)載情況下整流電路輸入電壓、電流和功率因數(shù)波形；圖8（b）、（c）分別為阻感負(fù)載情況下輸入電流波形及其FFT分析圖。0.1 s 是市電供電到逆變器供電的切換點(diǎn)，1.153 s是逆變器到市電供電的切換點(diǎn)。［0，0.1）s包括初始階段和當(dāng)前相跟蹤階段：初始階段是指換相開關(guān)接收到換相指令，確定“當(dāng)前相”為A 相、“切換相”為C 相、“不動相”為B 相；當(dāng)前相跟蹤階段是指逆變器空載跟蹤A 相市電電壓uSA的頻率、相位和幅值。［0.1，1.153）s 是切換相跟蹤階段，此時(shí)負(fù)載由逆變器供電，逆變器帶載跟蹤C(jī) 相市電電壓uSC的頻率、相位和幅值；1.153 s 之后是換相完成階段，當(dāng)負(fù)載電壓的頻率、相位和幅值與C 相市電電壓相同時(shí)，負(fù)載切換到C 相市電供電并最終換相結(jié)束，過渡環(huán)節(jié)退出運(yùn)行。從圖A5中可以看出，整個切換過程負(fù)載電壓、電流波形平滑，只是在市電到逆變器切換點(diǎn)處由于阻感負(fù)載電壓與電流之間相位差的存在，電壓過零點(diǎn)時(shí)刻電流并非為0，所以在切換點(diǎn)處逆變器輸出電壓會有0.2 ms 時(shí)長的小幅畸變。而從圖8（a）中可知，阻感負(fù)載情況下市電到逆變器切換點(diǎn)處的電壓畸變率為0.80%，該小幅畸變對負(fù)載的影響可以完全忽略；逆變器到市電的切換點(diǎn)處負(fù)載電壓畸變率為0.30%，該小幅畸變也不會對負(fù)載產(chǎn)生不利的影響。從圖A6中可知，整流側(cè)輸入功率因數(shù)在0.99 以上；從圖8（c）可以看出，輸入電流畸變率在5%以下，滿足電能質(zhì)量要求?？偠灾瑥恼w換相過程來看，本文所設(shè)計(jì)的無縫切換環(huán)節(jié)具有較高的跟蹤精度以及換相可靠性，完全適用于三相不平衡換相開關(guān)對負(fù)載側(cè)三相不平衡的治理。

圖8 阻感負(fù)載換相過程FFT分析Fig.8 FFT analysis of commutation process of resistive-inductive load

3.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

對本文研究的無縫切換方案搭建實(shí)驗(yàn)平臺進(jìn)行驗(yàn)證，采用STM32F103ZET6 作為主控制器，主要負(fù)責(zé)信息采集、運(yùn)算、控制等功能。

實(shí)驗(yàn)平臺結(jié)構(gòu)圖與實(shí)驗(yàn)平臺實(shí)物圖分別見附錄A 圖A7、A8，主要包括主控處理器、A／D 采樣模塊、IGBT 驅(qū)動電路、無線通信電路、霍爾傳感器以及過渡環(huán)節(jié)各部分元件。

同樣以A 相切換到C 相為例，完成相序無縫切換的控制程序流程見附錄A圖A9。

設(shè)置實(shí)際負(fù)載為200 Ω+4 mH，接示波器測量得到無縫切換實(shí)驗(yàn)波形如附錄A 圖A10 和圖9 所示。其中：圖A10 表示阻感負(fù)載情況下整個換相過程負(fù)載電壓、電流波形圖；圖9 表示阻感負(fù)載情況下市電到逆變器切換點(diǎn)和逆變器到市電切換點(diǎn)處負(fù)載電壓與電流以及當(dāng)前相與切換相電壓波形。從圖中可以看出，實(shí)際切換波形與仿真波形基本一致，只是實(shí)際電容充電時(shí)間較長，使得整體換相過程所需時(shí)間要長一些。

4 結(jié)論

針對當(dāng)前三相不平衡換相開關(guān)相序切換過程中存在的斷電時(shí)間長、電壓和電流畸變嚴(yán)重的問題，本文在分換相開關(guān)方面提出了一種無縫切換方案：在輸入側(cè)，采用功率因數(shù)校正電路減少了輸入電流的畸變量，提高了整套裝置的功率因數(shù)；在輸出側(cè)，采用新的電壓跟蹤策略，使得跟蹤過程的頻率偏差小于0.5 Hz，采用IGBT 全控器件取消并網(wǎng)環(huán)節(jié)，減少了換相時(shí)間，真正實(shí)現(xiàn)了不間斷供電并進(jìn)一步減少了電壓、電流的畸變量。通過仿真與搭建實(shí)驗(yàn)平臺驗(yàn)證了上述方案的可行性。本文所提無縫換相與常規(guī)換相相比，增加了電力電子環(huán)節(jié)，使得成本有所提高，適用于前文所述的敏感負(fù)荷或?qū)╇婋妷阂蟾叩膱龊稀?/p>

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