許 佳，梁亦聰,盧一喆

(西安機(jī)電信息技術(shù)研究所，陜西 西安 710065)

0 引言

多路輸出反激式開關(guān)電源由于其體積小、結(jié)構(gòu)簡單、成本低，被廣泛應(yīng)用于需多路供電的電子設(shè)備中[1]。彈載遙測系統(tǒng)中主要包括FPGA、變頻收發(fā)器、數(shù)據(jù)存儲器等多種供電電壓不同的電子器件，且有小型化、低成本要求[2-3]，非常適合使用多路輸出反激式開關(guān)電源作為其輔助電源系統(tǒng)。

但傳統(tǒng)多路輸出反激式開關(guān)電源僅能閉環(huán)控制一路輸出的輸出電壓，其余端口輸出電壓通過變壓器的匝比設(shè)定[4]，因此，除了閉環(huán)輸出端口的電壓，其他端口輸出電壓并不準(zhǔn)確，尤其是在輸入電壓小、變壓器匝數(shù)少的應(yīng)用場合。此外，多路輸出反激式開關(guān)電源還存在多路間交叉調(diào)節(jié)問題，進(jìn)一步影響了輸出電壓的精度[4]。這將對遙測系統(tǒng)中數(shù)模、模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片的工作造成影響，從而導(dǎo)致遙測系統(tǒng)測試精度不高。

為解決多路輸出反激式開關(guān)電源輸出電壓精度問題已有一些文獻(xiàn)作出研究。文獻(xiàn)[5]提出了在非閉環(huán)輸出端口增加Buck變換器以調(diào)節(jié)輸出電壓，但這種方式增加了一級變換，成本增加、效率降低。文獻(xiàn)[6]提出了一種基于功率分配的控制方式，可以使每路輸出均有較高精度，但其需要對每路輸出電流采樣，增加額外采樣電路。文獻(xiàn)[7—9]提出了一些改善交叉調(diào)整率的方法，例如，優(yōu)化變壓器、加權(quán)電壓反饋控制等。但這類方法只能將誤差分配到各輸出端口，以滿足各路輸出精度需求，不能從根本上消除誤差。

本文在反激式開關(guān)電源同步整流技術(shù)[10-11]的基礎(chǔ)上提出一種閉環(huán)控制多路輸出電壓的控制策略，該策略控制同步整流管關(guān)斷時間，利用同步整流管體二極管導(dǎo)通壓降，微調(diào)輸出電壓，達(dá)到閉環(huán)控制輸出電壓目的。

1 開關(guān)電源的同步整流技術(shù)

1.1 同步整流基本原理

開關(guān)電源的同步整流技術(shù)是將開關(guān)電源拓?fù)渲姓骰蚶m(xù)流二極管替換為MOSFET等全控型器件的技術(shù)，旨在利用這些器件的低導(dǎo)通壓降，減少電源損耗。在部分拓?fù)渲惺褂猛秸骷夹g(shù)，可以將整體效率提升近10%[12]。本節(jié)中以反激式開關(guān)電源為例介紹同步整流技術(shù)的原理。

圖1展示了使用同步整流技術(shù)前后的反激式開關(guān)電源電路圖。同步整流技術(shù)中，同步整流器件的開關(guān)邏輯為：檢測到并聯(lián)二極管導(dǎo)通后立即導(dǎo)通，檢測到自身電流降至0后立即關(guān)斷。

假設(shè)在副邊續(xù)流時間段內(nèi)變壓器副邊有電流is，則不使用同步整流技術(shù)的導(dǎo)通壓降固定為二極管導(dǎo)通壓降，通常在0.7～1.2 V。使用同步整流技術(shù)的導(dǎo)通壓降為：

Vds=is×Rdson，

(1)

式(1)中，Rdson為功率器件導(dǎo)通電阻，一般MOSFET的導(dǎo)通電阻在毫歐姆級別。使用同步整流技術(shù)的導(dǎo)通壓降將會大大降低，故其損耗更小。

圖1 使用同步整流前后的反激式開關(guān)電源電路圖Fig.1 Diagram of flyback switching power supply using synchronous rectification

1.2 同步整流實現(xiàn)方法

基于變壓器次級繞組電壓或電流的同步整流驅(qū)動方式均存在一些問題[10]，而基于檢測MOSFET漏源電壓的同步整流驅(qū)動方式是目前較常用的方式[11，14]，圖2展示了其實現(xiàn)方式。本文也使用了這種實現(xiàn)方式。

圖2 同步整流實現(xiàn)方法示意圖Fig.2 Diagram of synchronous rectification implementation method

2 基于同步整流的反激電源多路閉環(huán)控制策略

2.1 控制策略原理及分析

第1章關(guān)于同步整流技術(shù)的介紹中提到，反激式開關(guān)電源工作在同步整流狀態(tài)的副邊導(dǎo)通壓降遠(yuǎn)小于二極管整流，而使用同步整流技術(shù)的電路可以主動在這兩個狀態(tài)之間切換。本文提出的基于同步整流的反激電源多路閉環(huán)控制策略，就是通過閉環(huán)控制兩種狀態(tài)的時間，精確控制各路輸出電壓。

為方便分析，且不失一般性。本節(jié)中使用考慮漏感的兩路輸出反激變換器等效模型，分析變換器在本文提出的控制策略下的工作原理。圖3為兩路輸出反激變換器的等效電路，圖中參數(shù)均已折算到原邊。在該控制策略中，第一路輸出功率較大，電壓受原邊占空比控制，其副邊開關(guān)管按傳統(tǒng)同步整流模式工作；第二路輸出功率較小，電壓受其同步整流管開通時間控制。

圖3 兩路輸出反激變換器的等效電路Fig.3 Equivalent circuit for two output flyback converters

因為第一路輸出按理想的同步整流工作，其副邊開關(guān)可以認(rèn)為是一個導(dǎo)通壓降為0的理想二極管。而第二路輸出在同步整流和二極管整流兩個狀態(tài)切換，在同步整流工作時認(rèn)為S1閉合，電流從理想二極管D2-on通過；在開關(guān)管關(guān)閉，認(rèn)為S1關(guān)斷，電流流過開關(guān)管體二極管D2-off。

2.1.1 電路工作狀態(tài)分析

使用該策略后，電路工作狀態(tài)與僅使用二極管整流或完全同步整流的多路反激式開關(guān)電源有所區(qū)別，為分析輸出電壓與兩種工作模式持續(xù)時間的數(shù)值關(guān)系，需先對電路工作狀態(tài)進(jìn)行分析。

由于電流非連續(xù)工作模式(DCM)的反激變換器變壓器利用率高、體積小[13]，下面的分析和設(shè)計均按DCM的情況討論。

首先，對幾個關(guān)鍵時間點(diǎn)定義：t0為原邊開關(guān)管Q1導(dǎo)通時刻，t1為Q1關(guān)斷時刻，t2為原邊漏感電流Ip降至0的時刻，t3為S1關(guān)斷時刻，t4為第二路漏感電流Is2降至0時刻，t5為第一路漏感電流Is1降至0時刻。圖4為整個工作周期關(guān)鍵電路狀態(tài)波形。

圖4 變換器工作狀態(tài)示意圖Fig.4 Schematic diagram of working state of converter

t0～t1時段，電流Im線性上升，副邊二極管全部截止Is1與Is2為0，關(guān)鍵狀態(tài)表達(dá)式為：

(2)

(3)

t1～t2時段，原邊電流線性下降，副邊電流線性上升，由于該階段參數(shù)在輸出功率一定的情況下，工況基本相同，這里僅用Is1-t2、Is2-t2和Im-t2表示此階段結(jié)束時兩個輸出支路電流和勵磁電流。

t2～t3時段，此時兩個輸出支路均為同步整流工況，關(guān)鍵狀態(tài)表達(dá)式為：

(4)

(5)

(6)

(7)

t3～t4時段，此時第一路為同步整流，第二路為二極管整流，關(guān)鍵狀態(tài)表達(dá)式為：

(8)

(9)

(10)

(11)

t4～t5時段，此時第一路為同步整流，第二路電感電流已降為0，關(guān)鍵狀態(tài)表達(dá)式為：

(12)

(13)

(14)

2.1.2 控制量與被控量關(guān)系分析

假設(shè)第一路輸出電壓已經(jīng)通過控制原邊占空比D1穩(wěn)定在Vo1，第二路輸出平均電流為其電流波形面積除以開關(guān)周期。在圖4中，其電流波形由兩部分組成：一部分與原邊占空比D1相關(guān)，在輸出功率一定時其面積固定為S；另一部分則與第二路輸出同步管關(guān)斷時間相關(guān)，為圖中的陰影部分，這里的關(guān)斷時間即是所提出的控制策略的控制量。

對第二路輸出平均電流進(jìn)行分析，其平均電流為：

(15)

式(15)中，D2為第二路同步整流占空比，Ks2-23和Ks2-34分別為t2～t3、t3～t4時段內(nèi)第二路電流斜率，使用式(4)、式(7)、式(8)、式(11)可以得到Ks2-23和Ks2-34。在阻性負(fù)載下，存在以下關(guān)系：

(16)

將Ks2-23和Ks2-34及式(16)帶入式(15)，可以得到以下方程：

(17)

觀察以上方程，其中變量為Vo2和D2，若有Vo1>Vo2，則在D2增大時，Vo2應(yīng)增大。證明過程：假設(shè)D2增大時Vo2減小，則等式左側(cè)前兩項增大，第三項為常數(shù)，故等式左側(cè)增大，等式右側(cè)減小，等式不成立。因此假設(shè)不成立，Vo2是關(guān)于D2的單調(diào)增函數(shù)，可以通過調(diào)整D2控制第二路輸出電壓Vo2。

2.2 系統(tǒng)架構(gòu)及其實現(xiàn)方法

2.2.1 系統(tǒng)架構(gòu)

基于前文分析，本文提出了如圖5所示的多路閉環(huán)控制架構(gòu)。其中同步整流控制的實現(xiàn)方法在第1.2節(jié)中已經(jīng)介紹。

2.2.2 鋸齒波調(diào)制及驅(qū)動信號邏輯實現(xiàn)

本文提出的多路閉環(huán)控制策略可以通過PI控制和鋸齒波調(diào)制實現(xiàn)。圖6中展示了各開關(guān)管驅(qū)動信號調(diào)制和產(chǎn)生過程。

其中，用于控制第一路輸出電壓的Q1管驅(qū)動信號Vg_Q1，由其電壓反饋回路中PI調(diào)節(jié)器輸出Vcom1與鋸齒載波Vc比較得到。第一路輸出的同步整流管S1驅(qū)動信號Vg_S1，直接由同步整流電路控制。第二路輸出的同步整流管S2驅(qū)動信號Vg_S2，由兩個信號做“與”邏輯生成。第一個信號為同步整流電路輸出的控制信號，用于確定該管開通時刻。第二個信號為控制第二路輸出電壓反饋回路中PI調(diào)節(jié)器輸出Vcom2與鋸齒載波Vc比較得到，用于控制該管關(guān)斷時刻。

圖5 多路閉環(huán)控制架構(gòu)示意圖Fig.5 Schematic of multiple closed-loop control architecture

圖6 開關(guān)管驅(qū)動信號調(diào)制過程Fig.6 Modulation process of driving signal

2.3 參數(shù)設(shè)計方法

使用上述控制架構(gòu)的多路反激電源在硬件參數(shù)設(shè)計上需滿足Vo1>Vo2，即第一路輸出在原邊的感應(yīng)電壓需要大于第二路輸出在原邊的感應(yīng)電壓。理由如下，據(jù)2.2節(jié)的分析，在滿足上述條件時，Vo2是關(guān)于D2的單調(diào)增函數(shù)。若不滿足上述條件，則公式(17)等號左側(cè)第二項分子括號中的部分可能為負(fù)，不能滿足Vo2與D2的單調(diào)關(guān)系?；谏鲜鰲l件，本節(jié)將以設(shè)計實例介紹使用本文提出的多路閉環(huán)控制策略的多路閉環(huán)反激變換器的參數(shù)設(shè)計方法。

2.3.1 設(shè)計指標(biāo)

表1中列寫了所設(shè)計的兩路輸出反激電源的部分設(shè)計指標(biāo)。

表1 部分設(shè)計指標(biāo)Tab.1 Partial design metrics

2.3.2 電路參數(shù)設(shè)計

首先確定開關(guān)管選型，這里選用德州儀器公司(TI)的CSD17581Q3A，其最大漏源電壓30 V，導(dǎo)通電阻3.2 mΩ，反并聯(lián)二極管壓降VSD為0.8 V。按最大漏源電壓的70%設(shè)計，得到感應(yīng)電壓

VOR=0.7Vds-m-Vin=21-12=9 V，

(18)

之后，計算輸入電流平均值

(19)

計算最大占空比

(20)

按臨界導(dǎo)通模式(CRM)計算峰值電流

(21)

下面進(jìn)行變壓器設(shè)計，首先，計算變壓器原邊勵磁電感

(22)

按文獻(xiàn)[15]中的方法估算磁芯大小，最大磁密Bm按0.3 T估算，選擇EE19規(guī)格的磁芯作為變壓器磁芯，其有效截面積Ae為22.3 mm2。

計算原邊匝數(shù)

(23)

在設(shè)計兩個副邊繞組匝數(shù)時，第一副邊匝數(shù)向下取整，第二副邊匝數(shù)向上取整，以保證滿足條件Vo1>Vo2，

(24)

(25)

最后，估算S2在完全同步整流和完全二極管整流時的第二路輸出電壓，以驗算第二路輸出電壓是否可以達(dá)到指標(biāo)值，

(26)

(27)

以上結(jié)果滿足V2-min

3 仿真結(jié)果

3.1 控制策略仿真

對于指標(biāo)為表1中參數(shù)的兩路反激電源，按上述控制策略和參數(shù)設(shè)計的結(jié)果進(jìn)行仿真，仿真中主要電路參數(shù)列在表2中。

按表中電路參數(shù)仿真，圖7展示了兩路輸出的穩(wěn)態(tài)輸出電壓波形。圖8展示了變壓器3個繞組的電流波形和3個MOSFET的驅(qū)動波形。

表2 仿真中主要電路參數(shù)Tab.2 Main circuit parameters in simulation

對仿真得到的電壓波形進(jìn)行平均值計算，得到第一路輸出電壓均值為5.02 V，第二路輸出電壓為3.29 V。兩路輸出電壓誤差均在0.5%以內(nèi)。驅(qū)動信號與變壓器電流波形與在第二章中的分析結(jié)果一致。

圖7 穩(wěn)態(tài)輸出電壓仿真結(jié)果Fig.7 Steady-state output voltage simulation results

圖8 變壓器電流和驅(qū)動信號仿真結(jié)果Fig.8 Simulation results of transformer current and driving signals

3.2 與其他策略對比

使用同樣的電路參數(shù)(針對是否使用同步整流，變壓器匝數(shù)有微調(diào))，用不同控制策略與本文中提出的控制策略進(jìn)行仿真對比，結(jié)果如表3所示。

表3 不同控制策略對比Tab.3 Comparison of different control strategies

本文提出的多路閉環(huán)控制策略的效率僅較效率最高的加權(quán)電壓反饋(同步整流)低約3%。但輸出電壓精度大幅提升。

4 結(jié)論

本文提出一種基于同步整流的反激變換器多路閉環(huán)控制策略。該策略控制同步整流管關(guān)斷時間，實現(xiàn)了多路輸出電壓閉環(huán)控制。通過變換器等效電路模型的分析和推導(dǎo)，證明了該策略的理論可行性，并給出該策略的控制架構(gòu)、實現(xiàn)方法和參數(shù)設(shè)計方法，同時對5 V/12 W，3.3 V/5 W兩路輸出反激電源進(jìn)行了參數(shù)設(shè)計。仿真結(jié)果表明，該策略可以實現(xiàn)反激變換器兩路輸出電壓誤差均在0.5%以內(nèi)，額定工況效率超過80%。仿真得到的電路工作波形與本文理論分析一致，證明了該策略理論的正確性、實現(xiàn)方法和參數(shù)設(shè)計的可行性。

使用該控制策略的多路反激變換器，相比其他控制策略在彈載遙測系統(tǒng)中具有如下優(yōu)勢：多路輸出電壓精度高，為模數(shù)、數(shù)模轉(zhuǎn)換芯片提供高精度的供電；使用同步整流技術(shù)提高電源效率，可以延長使用電池供電的彈載遙測系統(tǒng)工作時間。故該控制策略在彈載遙測系統(tǒng)等需要高精度、高效率的電子系統(tǒng)中有較好的應(yīng)用前景。