方超 梁仙靈 劉一帆 耿軍平 金榮洪 汪偉

（1. 上海交通大學，上海，200240；2. 華東電子工程研究所，合肥 230088）

引 言

K/Ka 頻段寬帶衛(wèi)星通信具有傳輸速率高、通信容量大等優(yōu)點，是未來衛(wèi)星通信領域的主力軍. 衛(wèi)星上行通信頻率為27.5～31.0 GHz，下行通信頻率為17.7～21.2 GHz，該頻段天線引起學者們的廣泛關注及研究[1-13]，大致可分為三類. 第一類是以微帶貼片/縫隙形式設計的Ka 天線，如文獻[1]基于微帶貼片設計了一種線性陣列天線，結合射頻相移網(wǎng)絡實現(xiàn)波束掃描，阻抗帶寬為28.7～30.3 GHz，覆蓋部分上行頻段，天線效率約為29%. 文獻[3]基于微帶縫隙形式設計了一種雙頻共口徑陣列天線，阻抗帶寬為19.5～21.5 GHz/29～31 GHz，覆蓋部分上行和下行頻段，天線效率約為20%/13%. 可見，選用微帶結構具有低剖面優(yōu)勢，但天線效率往往受限于微帶網(wǎng)絡而比較低. 第二類是以反射面天線形式設計的天線，如文獻[6]介紹了一種基于超表面結構設計的雙頻反射面天線，阻抗帶寬為21.0～25.5 GHz/31.5～35.5 GHz，天線阻抗帶寬和效率均較好，但天線的剖面結構很高，且不易于多波束實現(xiàn). 第三類以波導喇叭形式設計的天線，如文獻[7]采用介質集成波導結合縫隙喇叭形式設計了雙頻段(20.8～21.6 GHz/25.6～26.3 GHz)陣列天線，天線效率達到67.3%/60.6%，但相對阻抗帶寬較窄. 相比而言，文獻[8]采用波導腔體形式設計的雙頻段陣列天線的帶寬和效率均有提升，阻抗帶寬為19.7～21.5 GHz/29～31 GHz，效率為70%/74%. 文獻[9]采用介質集成喇叭形式設計的Ka 頻段天線，阻抗帶寬為27.7～33.1 GHz，效率達到78%. 對于狹小的衛(wèi)星平臺，下行發(fā)射會對上行接收產(chǎn)生干擾[11]. 上述幾種天線本身抗干擾能力弱，需要額外級聯(lián)高性能的濾波部件[12]. 文獻[13]利用介質集成波導技術將濾波結構集成到天線中，這種設計既提升了Ka 頻段天線自身的抗干擾能力，又降低了額外級聯(lián)的濾波器設計壓力[14].

此外，實際衛(wèi)星除K/Ka 頻段通信功能之外，還需具備K/Ka 的數(shù)傳與測控功能，因此星載天線所需覆蓋的頻率范圍往往很寬. 基于此，本論文針對寬帶星載天線的應用需求，設計一種K 頻段寬帶雙極化高效率濾波喇叭天線，并進行了仿真和實驗. 仿真與實驗結果表明，該天線水平極化的實測阻抗帶寬為25.4%(17.9～23.1 GHz)，垂直極化的實測阻抗帶寬為24.0%(18.0～22.9 GHz)，實測兩極化端口的隔離度超過19.9 dB；阻抗帶寬內(覆蓋K/Ka 頻段衛(wèi)星下行)天線效率超過58%，阻帶內(覆蓋K/Ka 頻段衛(wèi)星上行)抑制超過33.1 dB.

1 天線結構

圖1 給出K 頻段雙極化濾波喇叭天線的三維結構圖. 天線口徑采用階梯型喇叭結構，由六層方形腔體銜接形成，w1～w6表示各層腔體內壁的邊長，h1～h6表示各層腔體內壁的高度；底部腔體正中間有一個“凸”形金屬阻抗匹配塊，其參數(shù)為w7、w8、h7、h8；底部腔體兩側連接一對正交的矩形波導. 該雙極化天線的工作原理是：利用正交的矩形波導在底部腔內激勵起TE10模和TE01模的輻射場，并通過階梯型喇叭實現(xiàn)雙極化輻射. 矩形波導的尺寸為9 mm×4.1 mm，其末端由同軸探針進行激勵，探針的直徑為D1，高度為h9. 為實現(xiàn)帶外抑制，在矩形波導底部的寬壁上引入T 型和Π 型單元交替排列構成的濾波結構，如圖1(b)所示. 其中T 型單元由一個矩形金屬片和一個金屬圓柱構成，其參數(shù)為a、b、t、D2、h10，而Π 型單元由一個矩形金屬片和兩個金屬圓柱構成，其參數(shù)為a、b、t、D2、h10、S. T 型和Π 型單元的結構參數(shù)基本相同，相鄰兩個單元的間距為G.

圖1 天線結構圖Fig. 1 Structure of the proposed antenna

2 天線設計與分析

該雙極化濾波喇叭天線既具有寬頻帶和高效率性能，又具有良好的帶外抑制性能. 為清晰闡述該天線設計，下面將對天線各部分結構和一些關鍵參數(shù)進行討論.

2.1 階梯型喇叭

喇叭天線效率主要受限于口徑場分布、導體損耗以及端口匹配，階梯型喇叭的腔體層數(shù)和各層腔體的尺寸會影響口徑場分布[15]. 采用電磁仿真軟件HFSS 分析不同層數(shù)的階梯型喇叭結構，喇叭口徑尺寸保持不變，對給定層數(shù)的階梯型喇叭優(yōu)化各層腔體的尺寸和“凸”形金屬阻抗匹配塊，使天線的阻抗帶寬和方向性系數(shù)達到最佳.

圖2 比較了不同層數(shù)的階梯型喇叭天線與傳統(tǒng)角錐喇叭天線的端口輸入阻抗和反射系數(shù). 可以看出，不同階梯層數(shù)的喇叭天線均呈現(xiàn)寬帶特性，且隨著階梯層數(shù)從四層增加至七層，阻抗帶寬呈現(xiàn)先增大后逐漸趨于穩(wěn)定的趨勢；尤其六層階梯型喇叭天線帶內反射系數(shù)最小，且與傳統(tǒng)角錐喇叭非常接近.

圖2 階梯型喇叭層數(shù)對阻抗帶寬及反射系數(shù)的影響Fig. 2 Affection of stepped horn layers on impedance bandwidth and reflection coefficient

圖3 比較了不同層數(shù)的階梯型喇叭天線與傳統(tǒng)角錐喇叭天線的方向性系數(shù). 可以看出，相比阻抗帶寬變化，天線方向性系數(shù)隨階梯層數(shù)的變化更為顯著. 階梯層數(shù)由四層增加到七層時，天線方向性系數(shù)呈現(xiàn)先增大后變小的趨勢，其中六層階梯型喇叭在阻抗帶寬內的方向性系數(shù)最高，為13.3～15.8 dBi. 圖4為不同層數(shù)的階梯型喇叭天線口面電場幅度分布.可以看出，六層喇叭的口面場分布最為均勻，相比角錐喇叭，六層階梯型喇叭的方向性系數(shù)要高出約0.2～0.8 dB.

圖3 階梯型喇叭層數(shù)對方向性系數(shù)的影響Fig. 3 Affection of stepped horn layers on directivity

圖4 不同喇叭天線的口面電場幅度分布Fig. 4 Distribution of the E-field amplitude of different horn antennas

2.2 “凸”形匹配塊

選定六層階梯型喇叭后，下面分析“凸”形金屬匹配塊的功能. 圖5 比較了“凸”形金屬匹配塊參數(shù)(w7、w8、h7、h8)取不同值時兩個極化端口的反射系數(shù)隨頻率的變化曲線. 可以看出，參數(shù)w7和w8主要影響天線高頻段部分的阻抗匹配，且參數(shù)w7比w8的敏感度更大；參數(shù)h7和h8主要影響天線的阻抗匹配帶寬，尤其當兩個參數(shù)值增大時，整個工作頻段會呈現(xiàn)往低頻偏移的現(xiàn)象.

圖5 “凸”形匹配塊取不同值時兩個極化端口反射系數(shù)隨頻率的變化Fig. 5 Change of reflection coefficient of two polarized ports with frequency when the “convex” matching block takes different values

2.3 T/Π 型濾波結構

為實現(xiàn)天線帶外濾波功能，在喇叭的饋電波導中引入T/Π 型濾波結構. 圖6 給出該結構的色散曲線圖，以基模TE10(或TE01)模的工作頻率范圍(f1,f2)為通帶，以TE10模通帶的最高頻率與高次模TE20/TE11模截止頻率之間的范圍(f2,f3)為阻帶. 下面具體分析通、阻帶位置分布隨濾波結構參數(shù)的變化情況，值得注意的是一個參數(shù)變化時，其余參數(shù)保持不變.

圖6 T/Π 型濾波結構色散圖Fig. 6 Dispersion diagram of T/Π filtering structure

通帶的低頻f1是由饋電波導TE10模的截止波長所確定，幾乎不受濾波結構參數(shù)變化的影響. 因此，這里重點關注阻帶的最低頻率f2和最高頻率f3.圖7 為通、阻帶分布隨不同參數(shù)的變化. 從圖7(a)、(b)可以看出，金屬圓柱高度h10和矩形貼片厚度t主要影響通帶和阻帶的帶寬. 當h10從0.5 mm 增加到0.9 mm，f2由26.8 GHz 下降至24.0 GHz，通帶帶寬由10.1 GHz 減小為7.3 GHz，阻帶帶寬由5.3 GHz 增大至7.2 GHz；當t從0.3 mm 增加到0.7 mm，f2由26.0 GHz下降至24.4 GHz，通帶帶寬由9.1 GHz 減小為7.7 GHz，阻帶帶寬由5.8 GHz 增大至6.9 GHz. 從圖7(c)、(d)和(e)可以看出，矩形金屬片寬度b、金屬圓柱直徑D2以及T 型單元中兩圓柱的間距S主要影響通帶帶寬和阻帶位置. 當b從1.3 mm 增加到1.7 mm，f2由25.7 GHz 下 降 至24.7 GHz，f3由32.2 GHz 下 降 至30.9 GHz，通帶帶寬由9 GHz 減小為8 GHz，阻帶帶寬基本不變；當S從3.6 mm 增加到4.4 mm，f2由26.3 GHz下降至24.2 GHz，f3由32.6 GHz 下降至30.7 GHz，通帶帶寬由9.6 GHz 減小為7.5 GHz，阻帶帶寬基本不變；當D2從0.25 mm 增加到0.45 mm，f2由24.2 GHz增加至26.2 GHz，f3由30.2 GHz 增加至32.8 GHz，通帶帶寬由7.5 GHz 增加為9.5 GHz，阻帶帶寬基本不變.

圖7 通、阻帶分布隨不同參數(shù)的變化Fig. 7 Distribution of pass and stop bands varies with different parameters

因此，通過合理優(yōu)化這些參數(shù)可調整天線的通、阻帶分布. 表1 給出該雙極化天線優(yōu)化設計后的參數(shù)值.

表1 雙極化天線優(yōu)化設計后的參數(shù)值Tab. 1 Values of dual-polarized antenna after optimized design mm

為充分反映該濾波結構在阻帶的輻射抑制性能，圖8 給出該天線在通帶和阻帶中心頻點處的空間輻射增益圖，通帶內的增益相比阻帶內的增益高約39.6 dB. 與無濾波結構相比，天線阻帶內抑制提升31.3～57.3 dB. 可見，該雙極化濾波天線可在帶外實現(xiàn)很好的輻射抑制.

圖8 通帶和阻帶中心頻點處的增益方向圖比較Fig. 8 Comparison of gain pattern at the center frequency of passband and stopband

3 實驗結果與討論

為驗證上述設計，采用3D 打印制作實驗樣件，制作材料為鑄造鋁合金ALSi10Mg，電導率約為21.3 MS/m. 測試場景如圖9 所示.

圖9 測試場景圖Fig. 9 Test scenario diagram

圖10 給出了實驗天線的端口S 參數(shù)實測值，并與仿真結果進行了比較. 該雙極化天線水平極化端口-10 dB 仿真阻抗帶寬為27.1% (17.9～23.5 GHz)，實測阻抗帶寬為25.4% (17.9～23.1 GHz)；垂直極化端口的-10 dB 仿真阻抗帶寬為26.5% (17.7～23.1 GHz)，實測阻抗帶寬為24.0% (18.0～22.9 GHz)；在阻抗帶寬內，兩個極化的仿真端口隔離度大于19.1 dB，實測端口隔離度大于19.9 dB. 從整體性能比較來看，實測與仿真結果吻合較好.

圖10 天線S 參數(shù)的仿真和實測結果Fig. 10 Simulated and measured S parameters of the proposed antenna

圖11 給 出 實 驗 天 線 在18 GHz、20.5 GHz 和23 GHz 三個頻率點的實測歸一化遠場輻射方向圖，并與仿真結果進行比較. 仿真XZ面3 dB 波束寬度為24.1°～34.2°，實測波束寬度為24.3°～34.7°，主瓣內交叉極化電平低于約-14.6 dB；仿真YZ面3 dB 波束 寬 度 為32.5°～40.4°，實 測 波 束 寬 度 為32.4°～41.3°，主瓣內交叉極化電平低于-17.2 dB. 由于自制搭建的測試系統(tǒng)以及周圍環(huán)境影響，實測與仿真方向圖存在些許差異，但整體趨勢還是比較一致. 實驗結果表明，該寬帶雙極化濾波天線具有穩(wěn)定的定向

圖11 天線方向圖仿真與實測對比Fig. 11 Comparison of simulated and measured radiation patterns

圖12 給出該天線的增益和效率的頻率響應曲線圖. 在工作頻帶內，水平極化的仿真增益為13.5～15.4 dBi，對應的天線效率為67.5%～77.0%，實測增益為12.7～14.7 dBi，對應的天線效率為59.0%～67.8%；垂直極化的仿真增益為13.6～15.5 dBi，對應的天線效率為68.1%～74.4%，實測增益為12.8～14.6 dBi，對應的天線效率為58.1%～67.6%. 實測增益要比仿真增益低0.3～1 dB，其損耗增加主要原因是3D 打印鑄造鋁合金ALSi10Mg 的表面粗糙度較大(40 μm)所致. 在阻帶帶寬內，水平極化的仿真增益為-52.2～-27.9 dBi，阻帶抑制超過41.4 dB，實測增益為-28.4～-21.2 dBi，阻帶抑制超過33.9 dB；垂直極化的仿真增益為-40.9～-26.0 dBi，阻帶抑制超過39.6 dB，實測增益為-26.5～-20.3 dBi，阻帶抑制超過33.1 dB.

圖12 增益和效率頻率響應曲線對比Fig. 12 Comparison of gain-frequency and gain-efficiency responses

表2 將本文天線與文獻中天線的性能進行比較.可以看出，本文天線實現(xiàn)了很寬的阻抗帶寬，較高的天線效率，并具有較強的帶外抑制能力.

表2 與已發(fā)表文獻中相關天線的性能比較Tab. 2 Performance comparison of the related antennas in published literatures and the proposed antenna

4 結 論

本文設計了一種適合用于衛(wèi)星的K 頻段寬帶雙極化濾波喇叭天線. 該天線采用階梯型喇叭替代傳統(tǒng)喇叭，提升了天線的效率，并通過在饋電波導冗余空間中引入一種T/Π 型濾波結構，提升了天線的帶外抗干擾能力. 仿真和實測結果表明，該天線水平極化的實測阻抗帶寬達到25.4% (17.9～23.1 GHz)，垂直極化的實測阻抗帶寬達到24.0% (18.0～22.9 GHz)，兩個極化的實測端口隔離度超過19.9 dB；在阻抗帶寬內(覆蓋K 頻段下行)天線效率超過58%，阻帶內(覆蓋Ka 頻段上行)抑制超過33.1 dB.