陳泓瑋 曹群生 王毅

（1. 南京航空航天大學(xué)電子信息工程學(xué)院，南京 210016；2. 上海機(jī)電工程研究所，上海 201108）

引 言

隱身技術(shù)是通過改變武器裝備平臺(tái)和其他目標(biāo)的可探測(cè)信號(hào)特性，使敵方探測(cè)系統(tǒng)難以發(fā)現(xiàn)的綜合技術(shù). 隨著隱身技術(shù)的飛速發(fā)展，降低雷達(dá)散射截面(radar cross section, RCS)的研究受到了廣泛的關(guān)注[1]. 以往的研究中提出了許多降低天線RCS 的設(shè)計(jì)方案[2-4]，但這些方案中RCS 的降低會(huì)使天線的輻射特性受到不同程度的影響.

法布里-珀羅(Fabry-Perot)諧振腔最初由兩個(gè)相同的平面反射鏡構(gòu)成，最早出現(xiàn)在光學(xué)領(lǐng)域，主要應(yīng)用于法布里-珀羅干涉儀、微芯片、微腔激光器和半導(dǎo)體激光器等光通信及光譜領(lǐng)域中. 20 世紀(jì)50 年代Trentini 嘗試在饋源天線上方加載部分反射表面(partially reflective surface, PRS)，發(fā)現(xiàn)增益得到了提高[5-6]. 2016 年，Ying Liu 設(shè)計(jì)鏡像分布的極化轉(zhuǎn)換超表面，并與微帶天線相結(jié)合，實(shí)現(xiàn)了降低RCS 的功能設(shè)計(jì)[7-8]. 此后，學(xué)者們將極化轉(zhuǎn)換超表面與Fabry-Perot 諧振腔天線相結(jié)合，發(fā)現(xiàn)Fabry-Perot 天線具有增加增益和降低RCS 的特性. 這一優(yōu)勢(shì)使得Fabry-Perot 諧振腔天線成為研究熱點(diǎn)[9-12].

本文將極化轉(zhuǎn)換超表面(polarization conversion metasurfaces, PCM)和Fabry-Perot 諧振腔天線有效結(jié)合，設(shè)計(jì)了一款雙頻帶RCS 縮減和增益提升天線. 在原有天線的基礎(chǔ)上Fabry-Perot 諧振腔天線提升了7 dBi 的增益，并且在4～8 GHz 和13～ 15 GHz 工作頻帶實(shí)現(xiàn)了單站RCS 縮減，最大縮減量達(dá)到15 dBsm.在不增加天線輻射口徑的情況下，顯著提升了天線的輻射性能.

1 PCM 結(jié)構(gòu)單元設(shè)計(jì)

圖1 為提出的雙頻帶PCM 結(jié)構(gòu)的單元拓?fù)鋱D.該單元由三層組成：上層結(jié)構(gòu)層、中間介質(zhì)層以及下層金屬背板. 上層結(jié)構(gòu)由兩對(duì)大小不同的斜V 型偶極子結(jié)構(gòu)和一個(gè)十字形結(jié)構(gòu)組成，尺寸為dx=12 mm，dy= 12 mm，a= 9.9 mm，wa= 0.28 mm，b= 7.1 mm，wb= 0.8 mm，c= 3.54 mm，wc= 0.42 mm，s= 1.4 mm，e= 5 mm. 中間的介質(zhì)層為聚四氟乙烯(F4B)材料所填充，其相對(duì)介電常數(shù)為2.65，損耗角正切為0.002.由于單元的背面加載了金屬背板，因此在電磁波入射情況下，該單元結(jié)構(gòu)幾乎不透波，為典型的反射型單元結(jié)構(gòu).

圖1 PCM 單元結(jié)構(gòu)拓?fù)鋱DFig. 1 Geometry structure of the unit cell of the PCM

1.1 單元結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)

采用商用電磁軟件HFSS 對(duì)該雙頻帶PCM 單元結(jié)構(gòu)進(jìn)行設(shè)計(jì)和分析. 極化轉(zhuǎn)換單元結(jié)構(gòu)放置于xoy平面，電磁波沿z軸垂直入射單元結(jié)構(gòu)，端口設(shè)置為“Floquet port”，設(shè)置兩對(duì)主從邊界，仿真頻率掃描范圍為4～16 GHz. 圖2 給出了主極化與交叉極化的反射系數(shù)幅值. 可以看出，4～8 GHz 以及13～15 GHz主極化波幾乎完全被轉(zhuǎn)化為交叉極化波，而8～13 GHz頻帶內(nèi)沒有發(fā)生極化轉(zhuǎn)化.

圖2 主極化與交叉極化的反射系數(shù)Fig. 2 Simulated polarization reflection of the PCM unit cell

圖3(a)給出了本文設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)在x極化波垂直入射時(shí)的PCR. 可以看出，存在兩個(gè)高PCR 的頻帶：4～8 GHz 和13～15 GHz，頻帶內(nèi)反射波的主極化均小于-10 dB，且PCR 均高于90%，說明此時(shí)反射波交叉極化的幅值遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于主極化的幅值，反射波的極化方向發(fā)生了偏轉(zhuǎn). 8～13 GHz PCR 接近0，該頻帶內(nèi)沒有發(fā)生極化轉(zhuǎn)換. 圖3(b)為x極化波垂直入射時(shí)x極化和y極化波的反射相位差，在4～8 GHz 和13～15 GHz 頻帶內(nèi)均為90°，滿足極化轉(zhuǎn)換的條件[14].

圖3 x 極化波垂直入射時(shí)的PCR 和反射相位差Fig. 3 PCR and reflection phase difference of x-polarization wave at vertical incidence

1.2 極化轉(zhuǎn)換原理和表面電流分析

下面通過對(duì)該結(jié)構(gòu)的極化方向進(jìn)行矢量分析來說明所設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)的極化轉(zhuǎn)化機(jī)理. 如圖4 所示的單元結(jié)構(gòu)，建立沿著十字架方向的坐標(biāo)系(v,u). 其中y軸旋轉(zhuǎn)45°則獲得對(duì)稱軸的u軸.

圖4 y 極化波垂直入射和極化矢量分解Fig. 4 Vertical incidence and polarization vector decomposition of y-polarized wave

為方便起見，假設(shè)沿y極化方向電磁波垂直入射，則電場(chǎng)矢量可以分解為沿著u方向的分量Eui和沿 著v方 向 的 分 量Evi，并 且|Eui| = |Evi|. 當(dāng) 電 場(chǎng) 分 量Evi入射到單元結(jié)構(gòu)上時(shí)，會(huì)引起電諧振，此時(shí)v方向可以看成是一個(gè)理想電導(dǎo)體. 因此，反射波與入射波反相，即Evi與Evr相位差為180°. 相反地，由于磁諧振，u方向呈現(xiàn)高阻抗表面特性，反射波與入射波同相，即Eui與Eur相位差為0°. 由于入射波分解后的分量Eui和Evi幅值相等，通過矢量合成，y極化波垂直入射到PCM 后轉(zhuǎn)換為x極化波.

為進(jìn)一步分析該結(jié)構(gòu)的諧振模式，對(duì)各個(gè)本征諧振頻率情況下單元結(jié)構(gòu)表面與金屬背板的表面電流進(jìn)行仿真分析. 圖5 給出了不同頻率下極化轉(zhuǎn)換單元和金屬背板的表面電流. 圖5(a)中，最外圈的V 形結(jié)構(gòu)上的表面感應(yīng)電流與金屬背板上的表面電流方向相反，說明在4.5 GHz 時(shí)，該諧振為磁諧振；與之相反，在圖5(b)、(c)和(d)中，最外圈的V 形結(jié)構(gòu)上的表面感應(yīng)電流與金屬背板上的表面電流方向相同，說明這時(shí)的諧振是由電諧振引起的. 從圖5(a)和(b)可以看出，在4.5 GHz 和8.7 GHz 兩個(gè)諧振點(diǎn)處，表面電流主要是由最外圈的斜V 型結(jié)構(gòu)感應(yīng)產(chǎn)生.圖5(c)為13.6 GHz 的表面電流，同樣主要是由最外圈的斜V 型結(jié)構(gòu)感應(yīng)產(chǎn)生，不同的是在斜V 型的兩邊上有兩段方向相反的電流. 從圖5(d)可以看出，15 GHz 處的表面電流主要是由內(nèi)圈的斜V 型結(jié)構(gòu)感應(yīng)產(chǎn)生.

圖5 不同頻率下極化轉(zhuǎn)換單元和金屬背板的表面電流分布Fig. 5 Surface current of polarization conversion unit cell and metal ground at different frequencies

1.3 PCM 的RCS 縮減原理

將前面設(shè)計(jì)的PCM 鏡像翻轉(zhuǎn)，得到如圖6 所示的鏡像超表面. 與前述的分析相同，電場(chǎng)矢量Ei可以分解為u方向的分量Eui和v方向的分量Evi，且兩者幅度相等. 當(dāng)電場(chǎng)分量Eui入射到單元結(jié)構(gòu)上時(shí)，會(huì)引起電諧振，此時(shí)u方向可以看成是一個(gè)理想電導(dǎo)體. 因此，反射波與入射波反相，即Eui與Evi相位差為180°. 相反地，由于磁諧振，v方向呈現(xiàn)高阻抗表面特性，反射波與入射波同相，即Evi與Eui相位差為0°.入射波分解后的分量Eui和Evi幅值相等，通過矢量合成，y極化波垂直入射到PCM 后轉(zhuǎn)換為x極化波. 比較圖4 和圖6 可以看出，當(dāng)y極化電磁波垂直入射時(shí)，兩個(gè)單元的反射波幅值相等，相位差為180°，滿足相位相消的必要條件.

圖6 旋轉(zhuǎn)后形成的鏡像超表面Fig. 6 Mirror metasurface formed after rotation

圖7 是將前面設(shè)計(jì)的PCM 分別沿著x和y軸鏡像翻轉(zhuǎn)，得到第二塊和第三塊PCM，再將第二塊PCM 沿著x軸鏡像翻轉(zhuǎn)，最后得到PCM 呈棋盤式分布的示意圖. 這種PCM 棋盤結(jié)構(gòu)可通過將能量從入射方向偏轉(zhuǎn)進(jìn)而降低單站的RCS.

圖7 棋盤式分布的PCMFig. 7 Polarization conversion metasurface with chessboard arrangement

利用HFSS 仿真x極化波入射時(shí)，原單元與鏡像單元的反射相位差和5.5 GHz 處PCM 的表面電流如圖8 所示. 可以發(fā)現(xiàn)，相鄰的兩塊區(qū)域電流方向相差180°，且幅值相等，電磁波入射到PCM 后相互抵消，與上文所述RCS 縮減的原理相吻合.

圖8 原單元與鏡像單元的反射相位差及5.5 GHz 處PCM 的表面電流Fig. 8 Reflection phase difference between the infinite periodic fishbone-shaped unit and the mirror unit and the surface current of the PCM at 5.5 GHz

2 Fabry-Perot 諧振腔天線工作原理

根據(jù)鏡像原理，將Fabry-Perot 諧振腔下方的PRS 去除，添加金屬背板，并將饋源放置在金屬背板上構(gòu)成最初的Fabry-Perot 諧振腔天線. 如圖9 所示，F(xiàn)abry-Perot 諧振腔天線通常由三部分組成：PRS、饋源天線以及金屬背板. PRS 放置于饋源天線上方形成諧振腔，從饋源天線輻射的電磁波在腔體內(nèi)發(fā)生多次反射和透射. 調(diào)整諧振腔的高度，當(dāng)高度滿足諧振腔的諧振條件時(shí)，滿足諧振條件的電磁波可以同相疊加，提高天線的增益.

圖9 Fabry-Perot 諧振腔天線示意圖Fig. 9 Schematic diagram of Fabry-Perot resonator antenna

根據(jù)多項(xiàng)式求和公式推導(dǎo)得：

從以上分析可以看出，F(xiàn)abry-Perot 諧振腔天線的諧振頻率僅與諧振腔的高度以及PRS 的反射相位有關(guān)；而Fabry-Perot 諧振腔天線的增益取決于PRS 的反射系數(shù)，PRS 的反射系數(shù)越高，F(xiàn)abry-Perot 諧振腔天線的增益也越高.

3 雙頻帶RCS 縮減的Fabry-Perot 諧振腔天線設(shè)計(jì)

3.1 饋源天線的設(shè)計(jì)

饋源天線擬選擇微帶天線，微帶天線具有體積小、制作成本低等優(yōu)點(diǎn)，其輻射貼片可以根據(jù)需要設(shè)計(jì)成各種不同形狀，適合作為Fabry-Perot 諧振腔天線的饋源天線. 首先估算微帶天線的工作頻帶和矩形貼片的初始尺寸. 由于1.1 節(jié)設(shè)計(jì)的PCM 的轉(zhuǎn)換頻帶為4～8 GHz 和13～15 GHz，為了達(dá)到縮減帶外RCS 且保證輻射增益的目的，擬將饋源天線工作頻率放在10 GHz. 首先估算微帶天線的尺寸，矩形貼片的寬度w一般可通過下式求得[16]：

經(jīng)過計(jì)算得L1= 1.39 mm.

將理論值w=11.8 mm 和L= 9.5 mm 帶入HFSS模型中，選擇輻射邊界，在同軸線端口建立離散端口進(jìn)行仿真. 所設(shè)計(jì)的PCM 尺寸為98 mm×98 mm，饋源天線的介質(zhì)基板取同樣的尺寸. 初始理論計(jì)算數(shù)據(jù)雖然在10 GHz 處的反射系數(shù)小于-10 dB，但天線的匹配非最佳狀態(tài)，因此可以通過軟件對(duì)貼片尺寸進(jìn)行適當(dāng)參數(shù)掃描，最終確定L= 9.0 mm.

圖10(a)和(b)分別為饋源天線的反射系數(shù)和天線主輻射方向的增益對(duì)比. 可以看出，微帶天線諧振頻率10 GHz 處的反射系數(shù)是-38.4 dB，S11小于-10 dB的帶寬約500 MHz，其增益為6.02 dBi. H 面的旁瓣電平為-16.1 dB，主瓣半功率波瓣寬度是77.6°，具有良好的輻射性能.

圖10 饋源天線的反射系數(shù)和增益仿真結(jié)果Fig. 10 Simulation results of the S11 and gain of feed antenna

3.2 雙頻帶RCS 縮減的Fabry-Perot 諧振腔天線仿真

PCM 設(shè)計(jì)完成后，將其與饋源天線相結(jié)合形成功能改善的諧振天線. 將饋源天線放置在下層介質(zhì)基板的中央位置，在饋源天線上方加載PCM，其模型如圖11 所示. PCM 與金屬背板的距離即腔體高度計(jì)算值為7.8 mm，經(jīng)過仿真優(yōu)化計(jì)算，腔體高度調(diào)整為6 mm 為最佳.

圖11 Fabry-Perot 諧振腔天線的側(cè)視圖Fig. 11 Side view of Fabry-Perot resonator antenna

其中，F(xiàn)abry-Perot 諧振腔天線的上表面結(jié)構(gòu)如圖12 所示. PCM 結(jié)構(gòu)尺寸與1.1 節(jié)完全相同，而PRS是一個(gè)邊長(zhǎng)為11 mm 的方形貼片. 將PCM 與PRS 看作整體，利用HFSS 對(duì)其進(jìn)行仿真，結(jié)果如圖13 所示. 圖13(a)是x極化波入射時(shí)，x極化與y極化的反射系數(shù). 比較圖2 和圖13(a)可以看出，在4～8 GHz以及13～15 GHz 兩個(gè)頻帶內(nèi)超表面的PCR 略有降低，但整體趨勢(shì)相同. 因此將金屬背板替換為PRS，對(duì)超表面的極化轉(zhuǎn)換功能幾乎沒有影響. 圖13(b)是電磁波入射到PRS 時(shí)，PRS 的反射相位. 10 GHz 時(shí)，PRS 反射相位為78°，將其代入式(11)，可以求得腔體高度理論值.

圖12 諧振腔天線的上表面結(jié)構(gòu)Fig. 12 Geometry structure of the unit cell of Fabry-Perot resonator antenna

圖13 x 極化波垂直入射時(shí)x 極化與y 極化的反射系數(shù)和PRS 的反射相位Fig. 13 Reflection coefficients of x-polarization and ypolarization and reflection phase of PRS under x-polarization incident wave

圖14 為Fabry-Perot 諧振腔天線與饋源天線的反射系數(shù)及增益的對(duì)比. 可以看出，諧振腔天線的諧振頻率為10 GHz 左右，相應(yīng)的S11約為-17.3 dB，匹配良好；S11小于-10 dB 的帶寬約520 MHz，10 GHz處增益約為13 dBi，H 面旁瓣電平-9.4 dB，主瓣半功率波瓣寬度是33.5°.

圖14 微帶天線與Fabry-Perot 諧振天線的反射系數(shù)和增益對(duì)比Fig. 14 Comparison of S11 and gain between microstrip and Fabry-Perot resonator antennas

另外，由圖14(b)可見所設(shè)計(jì)的Fabry-Perot 諧振腔天線增益比饋源天線提升了7 dBi，且天線的半功率波瓣寬度變窄，說明天線的輻射更加集中. 根據(jù)上一節(jié)PCM 的設(shè)計(jì)，下表面的反射系數(shù)為0.8，代入式(10)中計(jì)算諧振腔天線增益提升的理論值應(yīng)該為9.5 dBi.但是實(shí)際增益增加約7 dBi，與理論值存在偏差，主要是因?yàn)轲佋刺炀€和PCM 之間存在一定的寄生耦合.

圖15 將Fabry-Perot 諧振腔天線和初始微帶天線的單站RCS 進(jìn)行了對(duì)比. 可以看出，F(xiàn)abry-Perot 諧振腔天線在4～9 GHz 和12～15 GHz 雙工作頻段帶外實(shí)現(xiàn)了寬帶RCS 降低，在5.5 和7.5 GHz 處RCS降低最大達(dá)到10 dB. 比較圖13(a)與圖15，設(shè)計(jì)PCM 的RCS 降低頻帶為4～8 GHz 以及13～15 GHz，與Fabry-Perot 諧振腔天線RCS 所降低的頻帶基本重合；從圖13(a)可以得到PCM 的諧振頻率為5 GHz、7.5 GHz、13.5 GHz 和15 GHz，與諧振腔天線RCS 最大縮減值的頻率基本吻合.

圖15 微帶天線與Fabry-Perot 諧振腔天線的單站RCS 對(duì)比Fig. 15 Comparison of single station RCS between microstrip antenna and Fabry-Perot resonator antenna

表1 給出了本文設(shè)計(jì)的Fabry-Perot 諧振腔天線與其他加載PCM 的天線性能對(duì)比，包括天線的輻射增益、RCS 降低的帶寬和RCS 最大降低值. 可以看出，諧振腔天線RCS 縮減的帶寬有兩個(gè)波段4～9 GHz和12～15 GHz，降幅帶寬達(dá)到8 GHz，與公開發(fā)表文獻(xiàn)結(jié)果相似；RCS 最大降低值為15 dBsm，略優(yōu)于其他結(jié)構(gòu)的結(jié)果. 但Fabry-Perot 諧振腔天線主輻射方向增益可達(dá)到13 dBi，遠(yuǎn)大于其他結(jié)構(gòu)的輻射增益，效果明顯.

表1 Fabry-Perot 諧振腔天線與其他類似天線的性能比較Tab. 1 Performance comparison between Fabry-Perot antenna and other similar antennas

4 結(jié) 論

本文基于PCM 設(shè)計(jì)了一款雙頻帶RCS 縮減的Fabry-Perot 諧振腔天線. 研究結(jié)果表明所設(shè)計(jì)的諧振腔天線相對(duì)同樣尺寸的微帶天線，其輻射增益提高了7 dBi，并且在4～8 GHz 和13～15 GHz 兩個(gè)頻帶內(nèi)實(shí)現(xiàn)了單站RCS 縮減，最大縮減量達(dá)到15 dBsm，這與單純的PCM RCS 縮減的結(jié)果基本吻合. 與其他相關(guān)結(jié)果對(duì)比，F(xiàn)abry-Perot 諧振腔天線提升了天線的輻射性能，且實(shí)現(xiàn)了雙頻帶的寬帶RCS 縮減，在隱身和探測(cè)應(yīng)用中具有潛在的應(yīng)用價(jià)值.