吳彬彬, 全英匯,*, 肖國(guó)堯, 李亞超, 邢孟道

(1. 西安電子科技大學(xué)電子工程學(xué)院, 陜西 西安 710071;2. 西安電子科技大學(xué)雷達(dá)信號(hào)處理國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室, 陜西 西安 710071)

0 引 言

數(shù)字波束形成技術(shù)通過(guò)改變數(shù)字基帶域各個(gè)通道的幅相參數(shù),在數(shù)字陣列天線上形成空域波束,具有寬角度掃描、抗干擾和波束捷變的能力。同時(shí),數(shù)字波束形成技術(shù)也面臨著體積、功耗、性能、多通道同步等方面的嚴(yán)峻挑戰(zhàn)。隨著雷達(dá)與通信技術(shù)的發(fā)展,無(wú)人機(jī)、導(dǎo)彈、微納衛(wèi)星等小型無(wú)人平臺(tái)對(duì)數(shù)字波束形成技術(shù)的需求不斷增加,研制一種靈活、小型、高精度、自適應(yīng)、抗干擾、高性能的數(shù)字波束形成系統(tǒng)具有重要意義。

早期人們對(duì)數(shù)字波束形成系統(tǒng)的研究主要在于數(shù)字發(fā)射和接收(transmitter and receiver,T/R)組件與接收多通道數(shù)字下變頻(digital down converter,DDC)技術(shù)。Garrod在1995年首次研制了基于數(shù)字T/R組件的16單元相控陣?yán)走_(dá)測(cè)試平臺(tái)。從2000年開(kāi)始,美國(guó)海軍研究實(shí)驗(yàn)室、林肯實(shí)驗(yàn)室等一起設(shè)計(jì)完成了一套基于直接數(shù)字合成(direct digital synthesizer,DDS)的發(fā)射數(shù)字波束形成(digital beam forming, DBF)技術(shù)和基于模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog to digital converter,ADC)的接收多通道DDC技術(shù)的數(shù)字陣列雷達(dá)。Applied Radar公司在2010年研制了4通道500 MHz寬帶收發(fā)的全數(shù)字T/R組件。國(guó)內(nèi)，1998年研制出4單元基于DDS技術(shù)的DBF發(fā)射陣,2000年9月研制成功8單元一維收發(fā)全數(shù)字波束形成試驗(yàn)系統(tǒng)，2018年提出了一種各通道獨(dú)立的數(shù)字中頻架構(gòu)相控陣接收組件。

近年來(lái),許多學(xué)者在DBF系統(tǒng)方面提出了不同的設(shè)計(jì)方案,德國(guó)航空航天中心微波和雷達(dá)研究所在2015年提出一種星載高集成雙頻數(shù)字波束形成系統(tǒng),采用二維貼片天線單元實(shí)現(xiàn)波束形成,這種結(jié)構(gòu)不利于多通道間一致性校準(zhǔn),造成靈活性較差。東南大學(xué)在2017年提出了一種采用時(shí)變矢量調(diào)制的S波段數(shù)字波束發(fā)射系統(tǒng),通過(guò)DDS產(chǎn)生射頻信號(hào),再由矢量調(diào)制器對(duì)各個(gè)通道進(jìn)行移相和調(diào)幅。韓國(guó)科學(xué)技術(shù)高等學(xué)院在2017年提出了一種基于軟件無(wú)線電的高分辨率數(shù)字波束形成技術(shù),利用數(shù)字混頻器和數(shù)字信號(hào)源設(shè)計(jì)了數(shù)字移相器,具有較高的靈活性,但由于采用零中頻架構(gòu),射頻頻率受限于軟件無(wú)線電芯片,無(wú)法滿足高頻段需求。佛羅里達(dá)國(guó)際大學(xué)在2019年提出了基于Xilinx公司射頻片上系統(tǒng)(radio-frequency system-on-chip,RFSOC)的小型數(shù)字波束形成方法,采用直接射頻采樣的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)架構(gòu),但由于采樣率極高,在大規(guī)模陣列應(yīng)用上將極大地增加功耗。電子科技大學(xué)在2020年完成了基于射頻收發(fā)器AD9371的數(shù)字波束形成收發(fā)機(jī)測(cè)試平臺(tái),采用零中頻架構(gòu)實(shí)現(xiàn)5G通信系統(tǒng)的64天線單元的數(shù)字波束形成,無(wú)法滿足6 GHz以上高頻段的通信和雷達(dá)系統(tǒng)要求。

針對(duì)上述問(wèn)題,本文研究并分析了一些現(xiàn)有數(shù)字波束形成方案。考慮到集成化、高精度、寬帶、靈活、低功耗和Ku波段的需求,對(duì)比了各個(gè)方案的優(yōu)缺點(diǎn),提出一種基于射頻收發(fā)器的高中頻架構(gòu)數(shù)字波束形成系統(tǒng),實(shí)現(xiàn)了64通道接收、64通道發(fā)射、全數(shù)字、100 MHz帶寬、Ku射頻波段的功能,并具備高精度、高性能、靈活的特點(diǎn)。

1 接收機(jī)和發(fā)射機(jī)架構(gòu)分析

1.1 現(xiàn)有DBF發(fā)射機(jī)方案分析

常見(jiàn)的DBF發(fā)射機(jī)方案包括程控移相器方案、DDS移頻移相方案、數(shù)字中頻時(shí)延方案、直接射頻采樣方案、零中頻架構(gòu)方案。

程控移相器方案在射頻前端的每個(gè)通道放置程控移相器,一般用于子陣級(jí)的簡(jiǎn)單波束形成,電路簡(jiǎn)單,有利于模塊化設(shè)計(jì),但移相器量化精度有限,難以滿足高精度高性能的要求。

DDS移頻移相方案采用DDS芯片產(chǎn)生發(fā)射波形,通過(guò)控制各個(gè)通道DDS的初始頻率和初始相位,實(shí)現(xiàn)波束形成。該方案能夠產(chǎn)生高質(zhì)量的單頻和線性調(diào)頻信號(hào),降低波形設(shè)計(jì)復(fù)雜度。但在線性調(diào)頻信號(hào)產(chǎn)生周期內(nèi),無(wú)法實(shí)時(shí)控制信號(hào)的相位和幅度。在寬帶陣列波束形成中易發(fā)生“孔徑渡越”現(xiàn)象。

數(shù)字中頻時(shí)延的方式在數(shù)字域中實(shí)現(xiàn)波形的精確延時(shí),包括時(shí)鐘周期整數(shù)倍延時(shí)和分?jǐn)?shù)延時(shí),然后通過(guò)高速數(shù)模轉(zhuǎn)換器(digital to analog converter,DAC)轉(zhuǎn)換成模擬中頻信號(hào)。該方案有效地減輕了射頻前端的設(shè)計(jì)難度。但由于數(shù)字時(shí)延算法復(fù)雜,在大規(guī)模數(shù)字陣列中將極大地提高數(shù)字信號(hào)處理復(fù)雜度。

直接射頻采樣方案可直接在射頻域?qū)崿F(xiàn)數(shù)字和模擬的互相轉(zhuǎn)換,采樣率可高達(dá)10 Gsps,極大地提高了信號(hào)瞬時(shí)帶寬和波形可重構(gòu)能力。但極高的采樣率同樣帶來(lái)了極大的功耗,也不適用于高射頻波段。

零中頻架構(gòu)將基帶信號(hào)與射頻信號(hào)直接通過(guò)正交混頻器進(jìn)行互相轉(zhuǎn)換。一般采用集成了DAC、ADC和正交混頻器的射頻收發(fā)器實(shí)現(xiàn),零中頻架構(gòu)方案有利于小型化設(shè)計(jì)。但由于射頻收發(fā)器的調(diào)諧頻率范圍有限,零中頻架構(gòu)將難以適用于高射頻波段的應(yīng)用。

1.2 本文高中頻架構(gòu)方案

1.2.1 高中頻架構(gòu)原理

本文高中頻架構(gòu)的發(fā)射機(jī)采用射頻收發(fā)器實(shí)現(xiàn)基帶數(shù)字信號(hào)與中頻模擬信號(hào)的轉(zhuǎn)換,如圖1所示，兩路正交的基帶數(shù)字信號(hào)通過(guò)兩個(gè)DAC轉(zhuǎn)換成基帶模擬信號(hào),由正交混頻器生成一路中頻信號(hào)。再通過(guò)外部元件依次實(shí)現(xiàn)二次混頻、濾波和功率放大,最終產(chǎn)生Ku波段的射頻信號(hào)。其中,在不改變射頻信號(hào)頻率的情況下,中頻本振和射頻本振的頻率可在較大范圍內(nèi)靈活調(diào)諧,盡可能地避開(kāi)干擾雜散。同理,接收機(jī)與發(fā)射機(jī)的設(shè)計(jì)思路一致,如圖2所示，射頻信號(hào)從天線陣列接收之后,依次經(jīng)過(guò)低噪聲放大、下變頻、濾波,然后進(jìn)入射頻收發(fā)器,實(shí)現(xiàn)正交下變頻和模數(shù)轉(zhuǎn)換,最終產(chǎn)生數(shù)字基帶信號(hào)。

圖1 高中頻架構(gòu)發(fā)射通道示意圖Fig.1 Schematic diagram of transmission channel of high intermediate frequency architecture

圖2 高中頻架構(gòu)接收通道示意圖Fig.2 Schematic diagram of receiving channel of high intermediate frequency architecture

1.2.2 高中頻架構(gòu)的頻率規(guī)劃分析

除了精度和噪聲系數(shù)之外,組合頻率干擾也是影響接收機(jī)和發(fā)射機(jī)性能的一項(xiàng)主要指標(biāo)。由于混頻器的非線性特點(diǎn),其輸出的組合頻率分布為±,其中為混頻器輸入信號(hào)頻率,為本振信號(hào)頻率,,=0,1,2,…。階數(shù)=+越大,組合頻率的影響越小。

若設(shè)計(jì)時(shí)沒(méi)有考慮到接收機(jī)和發(fā)射機(jī)的信號(hào)頻率規(guī)劃,易導(dǎo)致干擾信號(hào)、射頻信號(hào)和本振信號(hào)形成的多種頻率組合,竄入中頻信號(hào)帶寬內(nèi)。接收機(jī)的射頻頻率輸入范圍在12～15 GHz,中頻頻率為3.5 GHz,當(dāng)接收器調(diào)諧頻率為13 GHz時(shí),本振頻率取值為=3.5 GHz+13 GHz=16.5 GHz,可計(jì)算出可能引起帶內(nèi)的×雜散頻率分布為(±),取,=1,2,3,結(jié)果如表1所示。

表1 FLO=16.5 GHz的p×q雜散頻率分布

表1中的14.75 GHz和12.17 GHz雜散信號(hào)在12～15 GHz范圍的通帶內(nèi),其中14.75 GHz與16.5 GHz的本振信號(hào)經(jīng)過(guò)混頻器可產(chǎn)生16.5 GHz×2-14.75 GHz×2=3.5 GHz的雜散信號(hào),對(duì)原本的中頻信號(hào)進(jìn)行干擾。

若采用傳統(tǒng)的超外差式接收機(jī)架構(gòu),由于ADC接收的數(shù)字中頻信號(hào)帶寬較窄,如果進(jìn)行一級(jí)混頻,則接收機(jī)將很難抑制鏡像頻率。所以一般需要經(jīng)過(guò)兩次混頻,或者采用基于ADC、DDS的數(shù)字中頻方式,而第一中頻信號(hào)的中心頻率固定不變。在調(diào)諧射頻頻率時(shí),難以避免×雜散頻率帶來(lái)的干擾。同時(shí)為了抑制大量的非目標(biāo)頻率,對(duì)濾波電路的要求通常也非常高。

而本系統(tǒng)采用的高中頻接收機(jī)和發(fā)射機(jī)架構(gòu),在不改變射頻信號(hào)頻率的情況下,可通過(guò)靈活的中頻頻率調(diào)諧能力,有效避開(kāi)×雜散頻率。將上述接收機(jī)的中頻頻率調(diào)諧至5 GHz,為了接收13 GHz的射頻信號(hào),則本振調(diào)節(jié)至18 GHz,可計(jì)算出如表2所示的×雜散頻率分布。

表2 FLO=18 GHz的p×q雜散頻率分布

除了表2中的13 GHz所需頻率,還有13.6 GHz的雜散在12～15 GHz通帶內(nèi),但13.6 GHz雜散與18 GHz本振的頻率組合無(wú)法生成5 GHz的干擾。而其余的雜散均分布在通帶之外,經(jīng)過(guò)濾波器抑制掉。

1.2.3 高中頻架構(gòu)方案總結(jié)

基于高中頻架構(gòu)的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)具備許多優(yōu)點(diǎn)。首先,高集成度的射頻收發(fā)器不但將ADC、DAC、正交混頻、數(shù)字有限脈沖響應(yīng)(finite impulse response,FIR)濾波、中頻模擬濾波、幅度衰減等功能集成在同一塊芯片上,盡可能減少了電路板布局面積,有利于實(shí)現(xiàn)小型化設(shè)計(jì),同時(shí)也極大地減少了布線誤差與板級(jí)電磁干擾。其次,較寬的中頻調(diào)諧范圍使得板內(nèi)的基帶、中頻、射頻信號(hào)之間能夠靈活避開(kāi)干擾頻率,有利于提高系統(tǒng)性能。此外,數(shù)字域中對(duì)基帶正交信號(hào)進(jìn)行處理,可靈活地處理各通道的幅度與相位加權(quán),同時(shí)充分利用較低的采樣頻率實(shí)現(xiàn)更多的波形處理功能,減輕了數(shù)字信號(hào)處理難度。

本文高中頻架構(gòu)方案,相較于程控移相器方案,波形的相位調(diào)節(jié)精度更高,可實(shí)現(xiàn)低副瓣波束加權(quán)和更高性能;相較于DDS移頻移相方案,波形重構(gòu)能力更強(qiáng),易于寬帶幅相矯正;相較于數(shù)字中頻時(shí)延方案,較大程度地減少了用于延時(shí)計(jì)算的數(shù)字信號(hào)處理難度,提高了實(shí)時(shí)性;相較于直接射頻采樣方案和零中頻架構(gòu)方案,提高了射頻工作頻段。

總之,高中頻架構(gòu)方案在滿足收發(fā)全數(shù)字、高精度、高性能、寬帶和Ku波段的要求之外,還盡可能地簡(jiǎn)化了電路設(shè)計(jì),減小了電路體積和系統(tǒng)設(shè)計(jì)難度。

2 硬件設(shè)計(jì)

2.1 高中頻架構(gòu)設(shè)計(jì)

高中頻架構(gòu)的接收器和發(fā)射器需要生成頻率較高的中頻,為了能夠自適應(yīng)地避開(kāi)雜散頻率干擾,還需要擁有靈活的中頻本振頻率調(diào)諧功能。

AD9371射頻收發(fā)器集成了正交混頻器、中頻濾波、數(shù)字FIR濾波、程控放大器、ADC以及DAC,將模擬與數(shù)字信號(hào)鏈做在同一個(gè)硅片上。射頻收發(fā)器AD9371由現(xiàn)場(chǎng)可編程邏輯門(mén)陣列(field programmable gate array,FPGA)驅(qū)動(dòng)與控制輸出。基于AD9371的高中頻架構(gòu)如圖3所示，可實(shí)現(xiàn)300 MHz至6 GHz大范圍的中頻本振調(diào)諧,并配合射頻前端的射頻本振調(diào)諧,能夠盡可能地避開(kāi)由混頻器帶來(lái)的組合頻率雜散干擾。

圖3 高中頻架構(gòu)Fig.3 High intermediate frequency architecture

由于AD9371的高集成度,將數(shù)?；旌想娐芳稍谕粋€(gè)硅片上,盡可能減少了印制電路板帶來(lái)的誤差,同時(shí)也能很大程度地降低功耗和體積。AD9371芯片擁有2個(gè)接收通道和2個(gè)發(fā)射通道,接收增益為16 dB,噪聲系數(shù)為19 dB,瞬時(shí)帶寬100 MHz,功耗約為5 W,封裝面積為12 mm×12 mm。對(duì)比等效的超外差架構(gòu),高中頻架構(gòu)設(shè)計(jì)可以減少50%左右的面積,功耗降低30%左右。其次,基于AD9371的高中頻架構(gòu)對(duì)于抑制干擾雜散具有很大優(yōu)勢(shì)。AD9371片內(nèi)集成正交糾錯(cuò)(quadrature error correction,QEC)校準(zhǔn)功能,能達(dá)到75～80 dB的鏡像抑制性能。

2.2 系統(tǒng)框架設(shè)計(jì)

圖4顯示的是系統(tǒng)的框架圖，主要由收發(fā)板、主控板、電源板、背板、射頻前端模塊和天線陣列組成,根據(jù)系統(tǒng)的收發(fā)通道數(shù)量來(lái)適當(dāng)調(diào)整收發(fā)板和射頻收發(fā)器的個(gè)數(shù)。為了提升系統(tǒng)的靈活性,采用VPX標(biāo)準(zhǔn)總線架構(gòu),收發(fā)板、主控板和電源板的尺寸按照6U標(biāo)準(zhǔn)設(shè)計(jì)，收發(fā)板1～4與射頻前端是對(duì)插結(jié)構(gòu)。

圖4 系統(tǒng)框圖Fig.4 System block diagram

收發(fā)板完成采集接收數(shù)據(jù)、第一級(jí)合成接收波束、產(chǎn)生發(fā)射數(shù)據(jù)、分配發(fā)射DBF權(quán)值、正交混頻。主控板完成多通道校準(zhǔn)、光模塊基帶數(shù)據(jù)收發(fā)、DBF權(quán)值計(jì)算、來(lái)波方向估計(jì)、第二級(jí)合成接收波束。電源板用于將24 V輸入電源轉(zhuǎn)換成12 V并輸出至背板,提供系統(tǒng)電源。背板用于收發(fā)板與主控板之間的信號(hào)連接以及12 V的電源輸入。射頻前端模塊用于對(duì)發(fā)射通道和接收通道實(shí)現(xiàn)上下變頻、信號(hào)放大和通道校準(zhǔn)。天線陣列的陣元數(shù)量有8×8個(gè),天線陣列模塊可通過(guò)超小型連接器(sub-miniature-P,SMP)射頻接插件與射頻前端。

2.3 收發(fā)板設(shè)計(jì)

收發(fā)板主要由FPGA和射頻收發(fā)器AD9371組成。單片AD9371集成了2路發(fā)射通道與2路接收通道,通過(guò)串行外設(shè)接口(serial peripheral interface,SPI)接口配置工作模式,以JESD204B高速串行數(shù)據(jù)鏈路連接FPGA。按照6U板卡的尺寸來(lái)設(shè)計(jì),一塊收發(fā)板能放置8片AD9371以及相應(yīng)的外圍電路,所以有16個(gè)發(fā)射通道和16個(gè)接收通道,總共需要4塊收發(fā)板就能實(shí)現(xiàn)數(shù)字多波束形成系統(tǒng)的64發(fā)射通道和64接收通道。收發(fā)板的框架圖如圖5所示。對(duì)于收發(fā)板的FPGA選型,重點(diǎn)考慮的是千兆比特收發(fā)器(gigabyte transceiver,GT)的數(shù)量,而不是邏輯資源。一片AD9371的JESD204B接口收發(fā)各有4 lane,正好一個(gè)bank的GT接口,一塊板卡上有8片AD9371,所以共需要8個(gè)bank共32對(duì)GT接口。加上需要留有余量和主控板進(jìn)行高速互聯(lián),會(huì)占用更多GT資源,所以選用擁有64對(duì)GT資源的Xilinx公司Virtex-7系列的XC7VX690T芯片。

圖5 收發(fā)板框圖Fig.5 Block diagram of transceiver board

考慮到系統(tǒng)小型化與功耗,收發(fā)板的電源電路設(shè)計(jì)、射頻接插件選型和印制電路板(printed circuit board,PCB)布局需要重點(diǎn)關(guān)注。FPGA的電源芯片采用集成了開(kāi)關(guān)控制器、功率場(chǎng)效應(yīng)管、電感器和其他相關(guān)元件的DC/DC開(kāi)關(guān)電源LTM4628和LTM4644,只需外接少量的阻容即可構(gòu)成完整的電源電路,盡可能減少布局面積。AD9371的供電選用型號(hào)為ADP5054的DC/DC開(kāi)關(guān)電源,可配置為2路1.3 V、1路1.8 V和1路3.3 V分別提供到AD9371的4路電源輸入,1片ADP5054可滿足2片AD9371的供電需求,1塊收發(fā)板只需要4片ADP5054即可。由于采用8片AD9371,共16發(fā)16收的射頻通道,PCB對(duì)稱(chēng)布局將很好地保證模擬電路的多通道一致性。將FPGA布置于板卡中心,射頻收發(fā)器及其模擬通道分布在兩側(cè),盡可能隔離數(shù)字電路對(duì)模擬電路的干擾。射頻接插件采用超小型封裝的IPEX型號(hào),并通過(guò)射頻同軸線轉(zhuǎn)接到板卡前的SSMP接插件上,方便和射頻前端模塊直接進(jìn)行對(duì)插。整個(gè)收發(fā)板的實(shí)物圖如圖6所示。

圖6 收發(fā)板實(shí)物Fig.6 Physical transceiver board

2.4 主控板設(shè)計(jì)

主控板作為整個(gè)系統(tǒng)的控制、數(shù)據(jù)交換與算法實(shí)現(xiàn)的中心,主要部件包括FPGA、雙倍速率(double data rate 3,DDR3)同步動(dòng)態(tài)隨機(jī)存儲(chǔ)器、光纖傳輸模塊、射頻收發(fā)器、對(duì)外控制接口。FPGA選型需要滿足接口數(shù)量和邏輯資源的要求,并考慮到調(diào)試方便,選用與收發(fā)板相同的Virtex-7系列XC7VX690T芯片,對(duì)應(yīng)的電源電路也相同。DDR3存儲(chǔ)器選用8片Micron公司的MT41J256M16HA芯片,用于對(duì)數(shù)據(jù)的緩存與算法實(shí)現(xiàn)。光纖傳輸模塊為中航光電的HTG8503-MH-T001YY,可12路并行收發(fā),單通道傳輸速率為10.312 5 Gbps。主控板還放置1片AD9371,作為通道校準(zhǔn)模式下的發(fā)射參考信號(hào)源和接收參考通道。對(duì)外接口芯片采用ADI公司的LTM2881HY-3為專(zhuān)用的隔離型RS485/RS422收發(fā)器,用來(lái)控制射頻頻綜模塊。

在與收發(fā)板的高速互聯(lián)方面,FPGA之間通過(guò)Aurora協(xié)議進(jìn)行高速數(shù)據(jù)傳輸,單鏈路速率最高支持0.5～6.6 Gbps。主控板分別提供2個(gè)bank的GT接口到每個(gè)收發(fā)板,總共需要8個(gè)bank,也就是32 lane,通過(guò)背板進(jìn)行連接。主控板的框架圖與實(shí)物圖如圖7和圖8所示。

圖7 主控板框圖Fig.7 Block diagram of main control board

圖8 主控板實(shí)物Fig.8 Physical main control board

3 軟件設(shè)計(jì)

3.1 底層驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)

射頻收發(fā)器AD9371、時(shí)鐘生成器CDCM6208和光模塊需要通過(guò)SPI或集成電路總線(inter-integrated circuit,IIC)接口對(duì)內(nèi)部寄存器進(jìn)行配置,才能進(jìn)行正常的工作。由于AD9371芯片沒(méi)有公開(kāi)功能寄存器地址映射表,而提供了基于C語(yǔ)言庫(kù)函數(shù)的源代碼,本文介紹一種通過(guò)Xilinx嵌入式處理器軟核Microblaze的方式實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)初始化配置。

Microblaze最小系統(tǒng)的框圖如圖9所示，在Vivado設(shè)計(jì)套件中,創(chuàng)建Block Design,在Block Design中添加Microblaze IP以及相應(yīng)的外圍模塊,包括Processor System Reset、MicroBlaze Debug Module、AXI Interconnect、Local memory,組成嵌入式軟核最小系統(tǒng)。再添加一些對(duì)外接口IP,如AXI Quad SPI和AXI GPIO,用于對(duì)外初始化配置的接口連接。在SDK工具中編寫(xiě)C語(yǔ)言代碼,調(diào)用ADI官方提供的庫(kù)函數(shù),即可實(shí)現(xiàn)初始化配置。

圖9 Microblaze最小系統(tǒng)Fig.9 Microblaze minimum system

3.2 通道間幅相校準(zhǔn)

由于射頻收發(fā)器AD9371不具備多片本振相位同步功能,本振時(shí)鐘源通過(guò)AD9371管腳輸入,經(jīng)過(guò)內(nèi)部二分頻成為兩個(gè)正交的載頻信號(hào),用于正交混頻。在這過(guò)程中,無(wú)法保證每片AD9371的載頻初始相位,即每一次初始化AD9371的過(guò)程,各通道間的波形相位都隨機(jī)改變。而初始化完成之后,各通道間的波形相位會(huì)保持固定。加上系統(tǒng)中硬件的誤差,各通道幅度與相位不能完全保持一致,需要在軟件上進(jìn)行修正。

為分析通道幅相誤差來(lái)源,建立系統(tǒng)信號(hào)模型。以發(fā)射模式為例,FPGA產(chǎn)生多路相同的信號(hào)(),其對(duì)應(yīng)的快速傅里葉變換(fast Fourier transform,FFT)為(),各通道的傳遞函數(shù)為(),各通道對(duì)應(yīng)的輸出頻率響應(yīng)()可表示為

(1)

系統(tǒng)多通道間誤差來(lái)源于(),取第一個(gè)通道為參考通道,將其他每個(gè)通道與參考通道作比較即可得出通道間的相對(duì)誤差。按照此思路,對(duì)式(1)進(jìn)行如下變化:

(2)

(3)

圖10 發(fā)射通道間幅相校準(zhǔn)示意圖Fig.10 Schematic diagram of amplitude and phase calibration between transmitting channels

同理,接收通道校準(zhǔn)與發(fā)射通道校準(zhǔn)的計(jì)算方法相同,接收通道的校準(zhǔn)過(guò)程如圖11所示。不同于接收校準(zhǔn)的是，在系統(tǒng)初始化后,采集各通道實(shí)際信號(hào)的方式。在接收校準(zhǔn)模式中,關(guān)閉射頻前端的天線單元通道開(kāi)關(guān),切換到功分網(wǎng)絡(luò)。主控板持續(xù)產(chǎn)生基準(zhǔn)信號(hào),經(jīng)過(guò)功分網(wǎng)絡(luò)后分成64個(gè)通道由收發(fā)板同時(shí)接收。此時(shí),收發(fā)板通過(guò)接收到的實(shí)際信號(hào),計(jì)算出各通道接收校準(zhǔn)系數(shù),并完成接收通道校準(zhǔn)。

圖11 接收通道間幅相校準(zhǔn)示意圖Fig.11 Schematic diagram of amplitude and phase calibration between receiving channels

3.3 DBF實(shí)現(xiàn)流程

波束形成是指對(duì)空間傳感器的采樣加權(quán)求和以增強(qiáng)特定方向傳播波信號(hào)抑制其他方向的干擾信號(hào)或提取波場(chǎng)特征參數(shù)等為目的的空域?yàn)V波。DBF權(quán)值的計(jì)算方法有很多種,本文不作具體介紹,重點(diǎn)講述本系統(tǒng)的DBF實(shí)現(xiàn)流程。

首先,主控板中的FPGA根據(jù)方位角和俯仰角計(jì)算出DBF權(quán)值,并發(fā)送到各個(gè)收發(fā)板中。在發(fā)射模式下,主控板將發(fā)射波形分發(fā)到各個(gè)收發(fā)板,收發(fā)板接收到發(fā)射波形之后復(fù)制成16路,再依次乘以DBF權(quán)值和發(fā)射通道校準(zhǔn)系數(shù),最后通過(guò)JESD204B傳輸?shù)紸D9371。

在接收模式下,收發(fā)板中的FPGA將16路原始接收數(shù)據(jù)依次乘以接收通道校準(zhǔn)系數(shù)和DBF權(quán)值,再將16通道數(shù)據(jù)進(jìn)行相加,合成一路,完成第一級(jí)接收波束合成。4個(gè)收發(fā)板的第一級(jí)波束合成結(jié)果通過(guò)Aurora協(xié)議傳到主控板,并由主控板的FPGA再次進(jìn)行相加,得到第二級(jí)接收波束合成,最后通過(guò)AD9371發(fā)射通道輸出,在頻譜儀實(shí)時(shí)觀測(cè)接收波束合成結(jié)果。圖12所示為DBF實(shí)現(xiàn)流程圖。

圖12 DBF實(shí)現(xiàn)流程圖Fig.12 DBF implementation flowchart

4 實(shí)驗(yàn)測(cè)試

4.1 通道間幅相一致性測(cè)試

通道間幅相一致性測(cè)試分為發(fā)射通道和接收通道兩部分。在發(fā)射模式下,系統(tǒng)首先完成發(fā)射通道間幅相校準(zhǔn),由于天線陣列模塊的工藝誤差較小,可直接通過(guò)高速示波器觀測(cè)射頻前端模塊發(fā)射通道輸出波形的方式來(lái)測(cè)試發(fā)射通道間幅相一致性。在接收模式下,系統(tǒng)首先完成接收通道間幅相校準(zhǔn),各個(gè)接收通道數(shù)據(jù)通過(guò)Aurora協(xié)議從收發(fā)板發(fā)送到主控板中,再通過(guò)Vivado軟件的集成邏輯分析器(integrated logic analyzer,ILA)工具來(lái)觀測(cè)接收通道的幅相一致性。

發(fā)射通道間的幅相一致性測(cè)試,先將系統(tǒng)設(shè)置為發(fā)射模式,使用輸入信號(hào)帶寬20 GHz以上的多通道高速示波器隨機(jī)連接射頻前端的4個(gè)發(fā)射通道輸出端口。圖13～圖15均為多通道高速示波器的測(cè)示結(jié)果顯示界面，圖中的橫縱軸分別表示時(shí)間和信號(hào)幅度。圖13顯示了發(fā)射通道間幅相校準(zhǔn)前的射頻前端模塊發(fā)射通道輸出波形,此時(shí)收發(fā)板的各個(gè)AD9371中頻本振相位不一致,加上收發(fā)板和射頻前端模塊的器件誤差和布線誤差,使得發(fā)射波形幅相一致性差。圖14顯示了經(jīng)過(guò)系統(tǒng)發(fā)射通道間幅相校準(zhǔn)之后的射頻前端模塊發(fā)射通道輸出波形,能明顯觀察到發(fā)射波形的幅相一致性已經(jīng)得到來(lái)很大改善。由于射頻前端中用于校準(zhǔn)的功分網(wǎng)絡(luò)存在布線誤差,經(jīng)過(guò)在線幅相校準(zhǔn)之后,還需要通過(guò)在FPGA中將發(fā)射數(shù)據(jù)再次乘以補(bǔ)償系數(shù),并同時(shí)觀測(cè)示波器進(jìn)行手動(dòng)幅相誤差補(bǔ)償。圖15顯示了發(fā)射通道經(jīng)過(guò)手動(dòng)幅相誤差補(bǔ)償之后的射頻前端模塊輸出波形。

圖13 發(fā)射通道間幅相校準(zhǔn)前Fig.13 Before amplitude and phase calibration between transmitting channels

圖14 發(fā)射通道間幅相校準(zhǔn)后Fig.14 After amplitude and phase calibration between transmitting channels

圖15 發(fā)射通道間幅相誤差補(bǔ)償后Fig.15 After amplitude and phase error compensation between transmitting channels

表3所示為與參考文獻(xiàn)[22]的幅相誤差對(duì)比結(jié)果。實(shí)驗(yàn)表明,本文的DBF發(fā)射通道一致性效果更好。

表3 發(fā)射通道間幅相誤差補(bǔ)償結(jié)果對(duì)比

接收通道間的幅相校準(zhǔn),可以在暗室中進(jìn)行測(cè)試,在天線陣列的遠(yuǎn)場(chǎng)法線方向上放置標(biāo)準(zhǔn)喇叭天線并發(fā)射信號(hào)源,由本系統(tǒng)接收。通過(guò)Vivado的ILA觀察接收通道間幅相校準(zhǔn)后的波形。

圖16顯示了ILA窗口中接收通道間幅相校準(zhǔn)前的原始接收波形,圖17顯示了接收通道間幅相校準(zhǔn)之后的波形?？梢钥闯?經(jīng)過(guò)接收通道間幅相校準(zhǔn)之后的各個(gè)通道接收波形幅度與相位基本能保持一致。

圖16 接收通道間幅相校準(zhǔn)前Fig.16 Before amplitude and phase calibration between receiving channels

圖17 接收通道間幅相校準(zhǔn)后Fig.17 After amplitude and phase calibration between receiving channels

4.2 發(fā)射波束方向圖

本系統(tǒng)的測(cè)試天線采用相鄰陣元錯(cuò)開(kāi)排列的64陣元二維平面天線陣列,發(fā)射通道與接收通道時(shí)分復(fù)用同一個(gè)天線陣列。圖18為二維平面天線陣列的陣元排列示意圖。圖19為本系統(tǒng)的暗室測(cè)試環(huán)境。系統(tǒng)機(jī)箱放置于轉(zhuǎn)臺(tái)上,轉(zhuǎn)臺(tái)可通過(guò)電腦遠(yuǎn)程控制俯仰角與方位角。在天線陣列法線方向的遠(yuǎn)場(chǎng)距離處放置喇叭天線進(jìn)行接收,喇叭天線外接矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)出信號(hào)功率大小。矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀的縱坐標(biāo)顯示接收信號(hào)功率大小,橫坐標(biāo)表示時(shí)間。隨著轉(zhuǎn)臺(tái)從-60°轉(zhuǎn)至60°的方位角,矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀也同時(shí)進(jìn)行接收測(cè)試,其橫坐標(biāo)的時(shí)間就對(duì)應(yīng)了轉(zhuǎn)臺(tái)的角度。在此過(guò)程中,本系統(tǒng)的DBF權(quán)值保持不變,而系統(tǒng)機(jī)箱的方向隨著轉(zhuǎn)臺(tái)而改變。圖20分別顯示了-45°、-15°、15°和45°方位角指向權(quán)值時(shí)的軟件仿真單波束方向圖。圖21分別顯示了-45°、-15°、15°和45°方位角指向權(quán)值時(shí)的實(shí)測(cè)發(fā)射單波束方向圖?？梢钥闯?本系統(tǒng)的實(shí)測(cè)發(fā)射單波束方向圖與仿真結(jié)果十分近似。在多波束發(fā)射模式下,同時(shí)產(chǎn)生頻率為、、、的4個(gè)波束,4個(gè)波束對(duì)應(yīng)的方位角分別指向-45°、-15°、15°和45°,由喇叭天線接收,并通過(guò)頻譜儀顯示各個(gè)波束的幅值。圖22顯示了被測(cè)天線對(duì)喇叭天線的方位指向角分別為-45°、-15°、15°和45°時(shí),喇叭天線接收到的信號(hào)頻譜?？梢钥闯?在本系統(tǒng)的發(fā)射數(shù)字多波束形成模式下,波束能在指定方向上實(shí)現(xiàn)正確指向。

圖18 天線陣元排列示意圖Fig.18 Schematic diagram of antenna array element arrangement

圖19 暗室測(cè)試環(huán)境Fig.19 Darkroom test environment

圖20 不同指向權(quán)值的單波束仿真方向圖Fig.20 Single beam simulation pattern with different pointing weights

圖21 不同指向權(quán)值的發(fā)射單波束實(shí)測(cè)方向圖Fig.21 Measured directional patterns of transmitting single beams with different pointing weights

圖22 天線不同方向時(shí)多波束發(fā)射頻譜Fig.22 Multi-beam emission spectrum when antennas are in different directions

5 結(jié) 論

小型化設(shè)計(jì)在無(wú)人機(jī)、導(dǎo)彈和微納衛(wèi)星平臺(tái)上尤為重要,大規(guī)模天線陣列的DBF系統(tǒng)在功耗與體積上具有很大的優(yōu)化空間。本文提出了一種新的DBF架構(gòu)設(shè)計(jì),通過(guò)射頻收發(fā)器AD9371的高集成特性,以高中頻架構(gòu)為思路,完成了高精度、高性能、小型化、低功耗和Ku工作波段的全數(shù)字多波束形成系統(tǒng)設(shè)計(jì)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,本系統(tǒng)能實(shí)現(xiàn)精確的收發(fā)通道幅相校準(zhǔn)和靈活的全數(shù)字波束形成,并具備很高的性能,驗(yàn)證了本文設(shè)計(jì)的可行性與工程價(jià)值。