許彤， 陳亞洲， 王玉明， 趙敏

(陸軍工程大學(xué) 石家莊校區(qū) 電磁環(huán)境效應(yīng)重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，河北，石家莊 050003)

隨著電磁戰(zhàn)概念的日益興起，復(fù)雜電磁環(huán)境下通信裝備的電磁環(huán)境效應(yīng)成為了廣泛關(guān)注的問(wèn)題[1-2]. 數(shù)據(jù)鏈屬于武器平臺(tái)信息化的產(chǎn)物，它將戰(zhàn)場(chǎng)上的作戰(zhàn)要素連成一個(gè)有機(jī)整體，既是現(xiàn)代信息化戰(zhàn)爭(zhēng)的基石，也是電磁戰(zhàn)攻擊的重點(diǎn)目標(biāo)[3-4]. 由于中遠(yuǎn)程無(wú)人機(jī)造價(jià)高昂，且具有“敵近我遠(yuǎn)”的工作特點(diǎn)，數(shù)據(jù)鏈作為無(wú)人機(jī)搭載的通信設(shè)備，確保其在復(fù)雜電磁環(huán)境下的可靠性和穩(wěn)定性非常重要.

作為典型的用頻裝備，數(shù)據(jù)鏈設(shè)備對(duì)信號(hào)頻率的選擇性較強(qiáng)，對(duì)于頻率范圍處于帶內(nèi)的干擾信號(hào)具有很高的接收靈敏度，因此容易受到帶內(nèi)干擾的影響；而對(duì)于處于在帶外的電磁信號(hào)，則需要較高的功率才能使其受擾[5]. 目前數(shù)據(jù)鏈的電磁干擾效應(yīng)的研究主要集中在單頻連續(xù)波[6-7]和強(qiáng)電磁脈沖干擾[8-9]的電磁效應(yīng)試驗(yàn)、作用機(jī)理以及防護(hù)方法等方面，對(duì)多信號(hào)疊加產(chǎn)生的電磁效應(yīng)研究還比較少. 本文以當(dāng)前部隊(duì)?wèi)?yīng)用最為廣泛、技術(shù)較為成熟的某型中程通用無(wú)人機(jī)系統(tǒng)為研究對(duì)象，基于前門耦合電磁干擾效應(yīng)，采用從數(shù)據(jù)鏈射頻前端等效注入的方法進(jìn)行電磁敏感度效應(yīng)試驗(yàn)，對(duì)單頻和雙頻電磁干擾對(duì)數(shù)據(jù)鏈的作用規(guī)律進(jìn)行了研究，重點(diǎn)研究了連續(xù)波干擾信號(hào)對(duì)接收機(jī)性能和指標(biāo)參數(shù)的影響，得到的研究結(jié)果為用頻裝備在復(fù)雜電磁環(huán)境下的機(jī)理研究和適應(yīng)性評(píng)估提供了依據(jù).

1 電磁干擾前門耦合與數(shù)據(jù)鏈工作原理

1.1 前門耦合理論

通常情況下，外界電磁輻射干擾可能通過(guò)“前門”或者“后門”耦合路徑影響用頻裝備，本文研究對(duì)象是一種搭載在中型無(wú)人機(jī)上的數(shù)據(jù)鏈設(shè)備，內(nèi)部屏蔽措施相對(duì)較為完備，因此前門耦合是其最主要的干擾耦合方式[10]. 在只考慮前門耦合的情況下，表征機(jī)載天線接收到的干擾信號(hào)功率Pjr[11]為

(1)

式中：Pj為干擾源的發(fā)射功率；Gj、Gr分別為干擾源和機(jī)載天線的增益；Rj為無(wú)人機(jī)和干擾源的距離；λj為干擾信號(hào)波長(zhǎng)；μj為天線之間的極化匹配因子. 若在一定的工作信號(hào)強(qiáng)度下，數(shù)據(jù)鏈的干擾容限為Pr，則根據(jù)實(shí)現(xiàn)有效干擾的功率準(zhǔn)則，當(dāng)Pjr≥Pr時(shí)，數(shù)據(jù)鏈通信受擾.

假設(shè)兩個(gè)連續(xù)波干擾源S1、S2同時(shí)存在，如圖1所示. 無(wú)人機(jī)地面控制站所在位置為O，無(wú)人機(jī)A沿固定航跡執(zhí)行任務(wù). 假設(shè)干擾源采取跟蹤干擾的模式，當(dāng)S1、S2分別單獨(dú)開(kāi)機(jī)工作時(shí)，無(wú)人機(jī)通信性能受到干擾的邊界為分別以S1C、S2E為半徑，底面為球面的錐形區(qū)域；當(dāng)兩個(gè)干擾機(jī)同時(shí)開(kāi)啟時(shí)，相比單一頻率的干擾源，多個(gè)干擾疊加后可能會(huì)對(duì)數(shù)據(jù)鏈設(shè)備產(chǎn)生新的干擾效應(yīng)[12]，從而使數(shù)據(jù)鏈的干擾容限降低，此時(shí)對(duì)無(wú)人機(jī)產(chǎn)生有效干擾的邊界可能會(huì)前移至弧BD，在較遠(yuǎn)的距離下就造成數(shù)據(jù)通訊擾亂、中斷，甚至射頻前端損傷. 本文以此為假設(shè)開(kāi)展研究和驗(yàn)證.

圖1 無(wú)人機(jī)數(shù)據(jù)鏈電磁干擾邊界示意圖Fig.1 Scenario of a UAV radiated byelectromagnetic interference

1.2 數(shù)據(jù)鏈工作原理分析

天線接收空間輻射場(chǎng)能量并進(jìn)行電信號(hào)的變換，如圖2所示. 工作信號(hào)混合干擾信號(hào)通過(guò)具有濾波作用的雙工器后，進(jìn)入混頻與中頻放大單元. 信號(hào)流經(jīng)過(guò)前端低噪聲放大器、濾波器后與本振信號(hào)進(jìn)行下變頻混頻，再經(jīng)自動(dòng)增益控制(automatic gain control,AGC)電路將中頻信號(hào)的幅值穩(wěn)定在一定區(qū)間. 穩(wěn)幅、濾波后的中頻信號(hào)yIF進(jìn)入中頻處理模塊，再一次下變頻至零中頻后進(jìn)行A/D變換，得到的數(shù)字信號(hào)進(jìn)行解擴(kuò)、解調(diào)和糾錯(cuò)譯碼[13].

圖2 數(shù)據(jù)鏈接收機(jī)原理圖Fig.2 Scheme of data-link receiver

數(shù)據(jù)鏈?zhǔn)褂肂PSK直接序列擴(kuò)頻(direct sequence spread spectrum，DSSS)的調(diào)制方式. 假設(shè)數(shù)據(jù)鏈?zhǔn)艿降膩?lái)自不同方向、不同強(qiáng)度、不同頻率的若干個(gè)連續(xù)波電磁干擾為Ji(t)，則天線接收到的數(shù)據(jù)鏈工作信號(hào)s(t)、總干擾信號(hào)J(t)和噪聲n(t)分別為

s(t)=Usd(t)p(t)cos(ωct+φc)

(2)

(3)

n(t)=nc+jns

(4)

式中：Us、Uji分別為工作信號(hào)和干擾信號(hào)的電壓幅值；d(t)為數(shù)據(jù)調(diào)制波形；p(t)為擴(kuò)頻波形；ωc為載波中心頻率；Δωi為干擾信號(hào)與工作信號(hào)之間的頻偏；φc、φji分別為工作信號(hào)和干擾信號(hào)的相位；nc、ns分別為噪聲信號(hào)的正交分量. 因此，由天線接收到射頻前端的信號(hào)y1(t)為

y1(t)=s(t)+J(t)+n(t)

(5)

射頻前端設(shè)置多級(jí)低噪聲放大器(low-noise amplifier, LNA)和帶通濾波器，低噪放增益的選頻特性與頻率相關(guān)，設(shè)低噪放對(duì)工作信號(hào)、干擾信號(hào)和噪聲信號(hào)的放大倍數(shù)分別為ks、kji和kn. 在較短的時(shí)間間隔之內(nèi)，濾波器的頻率響應(yīng)可以用具有脈沖響應(yīng)h(t)的時(shí)不變?yōu)V波器表示，則濾波后的干擾信號(hào)為Ji′(t)=Ji(t)*h(t). 因此天線接收的信號(hào)經(jīng)過(guò)放大和濾波之后為

(6)

放大、濾波后的信號(hào)經(jīng)過(guò)混頻器進(jìn)行下變頻處理，設(shè)本振信號(hào)為yLO=ULOcosωLOt，ULO為本振信號(hào)幅值，ωLO為本振頻率. 變頻處理后的信號(hào)通過(guò)濾波器濾除雜散頻率為

y3(t)=y2(t)yLO(t)=

(7)

將式(2)～(4)代入式(7)，并且記yIF(t)為中頻工作信號(hào)，yJ(t)為中頻干擾信號(hào)，n′(t)為變頻處理后的噪聲信號(hào).ωIF、ωJ分別為中頻工作信號(hào)和干擾信號(hào)的頻率，分別滿足ωIF=ωLO-ωc，ωJ=ωIF-Δωi，得到

yIF(t)+yJ(t)+n′(t)

(8)

(9)

(10)

可以看出，經(jīng)過(guò)檢波后的中頻信號(hào)中，除了包含工作信號(hào)之外，還存在頻偏為Δωi的干擾信號(hào)yJ(t)和噪聲信號(hào)n′(t)，當(dāng)干擾信號(hào)功率足夠大時(shí)，噪聲信號(hào)n′(t)對(duì)于接收機(jī)的影響可以忽略不計(jì).

由于混頻器后使用的聲表面波(surface acoustic wave，SAW)濾波器帶寬為ωs，具有低損耗、高可靠性的優(yōu)點(diǎn)，器件體積和重量相較陶瓷介質(zhì)濾波器具有明顯的優(yōu)勢(shì)，但其通帶通常較寬，導(dǎo)致選頻特性較差，當(dāng)Δωi<ωs/2時(shí)，干擾信號(hào)無(wú)法在中頻被濾除，將會(huì)同工作信號(hào)一起通過(guò)AGC電路進(jìn)行處理. 將式(8)簡(jiǎn)化表示為

y4(t)=Ain(t)y(ωt)

(11)

式中：Ain(t)為AGC輸入的電壓幅值；y(ωt)為工作信號(hào)和干擾信號(hào)的函數(shù). 由式(8)和式(11)可知，y(ωt)中除了中頻工作信號(hào)之外，還含有頻率為ωJ的干擾信號(hào). 則經(jīng)過(guò)AGC穩(wěn)幅處理之后的中頻信號(hào)為

yIF(t)=Aout(t)y(ωt)=g(Ain,Vc)y(ωt)

(12)

式(12)中，Aout=g(Ain,Vc)為常數(shù)，其中Vc為反饋電壓值，它通過(guò)改變函數(shù)g(Vc)來(lái)調(diào)節(jié)AGC增益，從而獲得所需的電壓輸出Aout. 可以看出，AGC模塊的穩(wěn)幅處理沒(méi)有選擇性，工作信號(hào)將會(huì)和干擾信號(hào)一同獲得一定的增益，此外，由于SAW濾波器不能將臨近中心頻率的干擾信號(hào)yJ(t)濾除，這導(dǎo)致干擾信號(hào)進(jìn)入解擴(kuò)解調(diào)單元，干擾后級(jí)的解調(diào)和譯碼過(guò)程，從而造成通信性能顯著降低.

中頻信號(hào)yIF(t)經(jīng)過(guò)解擴(kuò)后的能量計(jì)算單元進(jìn)行信號(hào)能量和噪聲能量的統(tǒng)計(jì)，從而獲得接收機(jī)基帶處理部分的信噪比(signal noise ratio, SNR). 解擴(kuò)后的信號(hào)通過(guò)VB譯碼單元，將viterbi譯碼后的數(shù)據(jù)進(jìn)行再一次卷積編碼，與譯碼之前的數(shù)據(jù)進(jìn)行比對(duì)，得到了信道的統(tǒng)計(jì)誤碼率(bit error ratio, BER). 譯碼處理之后，數(shù)據(jù)幀進(jìn)行同步過(guò)程，數(shù)據(jù)發(fā)送端在信息流中插入一段固定的碼組作為每幀的頭尾標(biāo)記，接收端對(duì)這些碼組的位置進(jìn)行判別，實(shí)現(xiàn)幀同步. 當(dāng)接收機(jī)不能識(shí)別信息幀的幀頭時(shí)，接收機(jī)判定鏈路失鎖，并將狀態(tài)傳輸至地面端軟件進(jìn)行顯示.

電磁干擾的存在會(huì)影響信號(hào)的相關(guān)檢測(cè)過(guò)程，因此造成信噪比降低，誤碼率會(huì)隨之增加，在實(shí)際應(yīng)用中表現(xiàn)為地面控制指令傳輸出現(xiàn)誤操作. 隨著干擾信號(hào)功率的增加，當(dāng)影響到接收機(jī)的幀同步時(shí)，數(shù)據(jù)鏈表現(xiàn)為失鎖，此時(shí)機(jī)載數(shù)據(jù)鏈不能和地面站保持?jǐn)?shù)據(jù)傳輸?shù)耐剑瑹o(wú)人機(jī)處于失控狀態(tài). 由于誤碼率是通信系統(tǒng)可靠性的度量，常用于評(píng)價(jià)干擾信號(hào)對(duì)數(shù)據(jù)鏈的干擾效果[14]，失鎖也是表示數(shù)據(jù)通信狀態(tài)的定性標(biāo)志，因此在通信設(shè)備的敏感度實(shí)驗(yàn)中，通常采用的定量和定性判據(jù)分別是誤碼率和失鎖.

1.3 干擾效應(yīng)試驗(yàn)設(shè)計(jì)

經(jīng)過(guò)天線到射頻前端是通信裝備帶內(nèi)干擾的主要耦合途徑，因此可以采用從天線端口等效注入的方法對(duì)數(shù)據(jù)鏈進(jìn)行效應(yīng)試驗(yàn)，一方面便于分析帶內(nèi)干擾在接收機(jī)內(nèi)部的耦合路徑，另一方面可以排除電磁環(huán)境擾動(dòng)對(duì)試驗(yàn)結(jié)果的影響. 試驗(yàn)配置如圖3所示，分為4部分：機(jī)載數(shù)據(jù)鏈設(shè)備、地面數(shù)據(jù)鏈設(shè)備、干擾注入模塊和模擬無(wú)線通信信道. 機(jī)載數(shù)據(jù)鏈設(shè)備和地面數(shù)據(jù)鏈設(shè)備之間通過(guò)射頻線纜相連，為了確保大功率的工作信號(hào)不會(huì)損壞射頻前端，在有線鏈路上串接了兩個(gè)40 dB的固定衰減器. 另外可以通過(guò)調(diào)節(jié)衰減器的衰減量改變鏈路上的信號(hào)強(qiáng)度，模擬無(wú)人機(jī)飛行過(guò)程中工作信號(hào)的變化. 干擾信號(hào)由信號(hào)源產(chǎn)生，通過(guò)多通道合路器將干擾信號(hào)和工作信號(hào)合路后注入到上行鏈路中，對(duì)上行遙控鏈路進(jìn)行干擾. 地面站設(shè)備和監(jiān)測(cè)計(jì)算機(jī)之間通過(guò)網(wǎng)線相連，可以從監(jiān)測(cè)軟件上讀取數(shù)據(jù)鏈的工作狀態(tài)和各項(xiàng)性能參數(shù).

圖3 干擾信號(hào)注入實(shí)驗(yàn)配置圖Fig.3 Configuration of Interference injection experiment

2 單頻干擾效應(yīng)試驗(yàn)

2.1 試驗(yàn)判據(jù)的選取

密集的用頻裝備和激烈的電子對(duì)抗構(gòu)成了戰(zhàn)場(chǎng)復(fù)雜電磁環(huán)境，現(xiàn)有的有意通信干擾信號(hào)形式包括載波干擾、噪聲干擾、調(diào)制干擾和脈沖干擾等，其中時(shí)域上連續(xù)的干擾均可視為由多個(gè)連續(xù)波疊加組成. 單頻連續(xù)波干擾作為一種最簡(jiǎn)單的干擾形式，具有容易模擬且頻率單一、功率集中的特點(diǎn)，能夠反映用頻裝備對(duì)不同頻率電磁輻射敏感的基本屬性，揭示其電磁輻射效應(yīng)的基本規(guī)律[15]. 為研究誤碼率和失鎖兩種判據(jù)之間的關(guān)聯(lián)性，選擇合適的判據(jù). 在數(shù)據(jù)鏈通信頻帶內(nèi)選取3個(gè)典型頻率進(jìn)行單頻干擾注入試驗(yàn)，結(jié)果如圖4所示.

圖4 不同單頻干擾頻率下誤碼率隨干擾信號(hào)功率的變化Fig.4 Variation of BER under different single-frequency interference frequencies

同頻和臨頻干擾時(shí)，隨著干擾信號(hào)的增強(qiáng)，信道誤碼率明顯增大，當(dāng)誤碼率達(dá)到2×10-2后開(kāi)始發(fā)生幀失步現(xiàn)象，繼續(xù)增加干擾強(qiáng)度則數(shù)據(jù)鏈?zhǔn)фi. 同頻干擾失鎖時(shí)的誤碼率和干擾強(qiáng)度均低于臨頻干擾，但當(dāng)干擾頻率位于通信頻帶邊緣，誤碼的增長(zhǎng)率迅速提高，隨著干擾信號(hào)強(qiáng)度的增加，誤碼率發(fā)生突變，以本文所用的數(shù)據(jù)鏈為例，當(dāng)干擾頻率距離中心頻率±5 MHz時(shí)，誤碼率達(dá)到1.5×10-2就發(fā)生失鎖現(xiàn)象. 從產(chǎn)生誤碼到完全失鎖，干擾功率只增加了1 dB，這就給觀測(cè)誤碼變化造成了困難. 因此，對(duì)于數(shù)據(jù)鏈通頻帶內(nèi)的電磁干擾實(shí)驗(yàn)，采取失鎖作為判據(jù)，能夠更加穩(wěn)定、直觀地反映受擾現(xiàn)象.

2.2 單頻電磁干擾失鎖閾值

選取不同工作信號(hào)強(qiáng)度進(jìn)行電磁干擾效應(yīng)試驗(yàn)，測(cè)得不同干擾頻率下數(shù)據(jù)鏈的失鎖閾值，如圖5所示，P為失鎖時(shí)的干擾閾值，Δf為干擾功率與數(shù)據(jù)鏈工作信號(hào)中心頻率的偏差. 在同一工作信號(hào)強(qiáng)度下，以工作信號(hào)頻率f0為中心，失鎖閾值曲線大致呈現(xiàn)“U”型. 干擾信號(hào)與工作信號(hào)頻率越相近，干擾閾值越低；干擾頻率與工作信號(hào)的偏差變大時(shí)，干擾閾值會(huì)逐漸增大. 需要特別指出的是，當(dāng)干擾信號(hào)頻率位于工作信號(hào)中心頻率f0處時(shí)，干擾閾值并非最低，而是高于f0+1 MHz處的干擾閾值，差值約為1.5 dB. 這是由于擴(kuò)頻碼具有平衡性，在一定程度上能夠抑制載波泄露，因此和非同頻干擾相比，當(dāng)施加同頻干擾信號(hào)時(shí)，干擾信號(hào)在接收終端會(huì)受到更大的衰減，達(dá)到失鎖狀態(tài)需要的功率值也略高于臨頻干擾.

圖5 不同工作信號(hào)強(qiáng)度下單頻干擾失鎖閾值Fig.5 Thresholds of single-frequency interference when the lost-link occurs with different working signal intensities

信噪比是表征接收機(jī)數(shù)據(jù)終端通信性能的核心參數(shù)之一，是通過(guò)積分清零濾波器對(duì)工作信號(hào)和噪聲信號(hào)分別累積后求得的比值. 以失鎖時(shí)的功率值為準(zhǔn)線對(duì)信噪比進(jìn)歸一化，干擾功率和失鎖閾值的差值為ΔP. 以干擾功率為f0、f0-2 MHz、f0-5 MHz為例，由圖6所示，信噪比隨干擾功率的增加呈現(xiàn)線性下降趨勢(shì)，在同頻干擾的情況下，失鎖時(shí)的信噪比最大，約為6；非同頻干擾的情況下，信噪比在1～2附近即通信中斷. 頻率距離中心頻率f0越近，失鎖時(shí)的信噪比越高，隨著干擾功率的上升，信噪比下降越快.

圖6 不同干擾單頻干擾頻率下信噪比變化趨勢(shì)Fig.6 Variation of SNR under different single-frequency interference frequencies

2.3 射頻前端單頻干擾效應(yīng)分析

在輸入信號(hào)較小時(shí)，接收機(jī)系統(tǒng)可近似看作是一個(gè)線性系統(tǒng)，當(dāng)輸入信號(hào)幅度超過(guò)某一限值，系統(tǒng)逐漸顯現(xiàn)出非線性，這種非線性效應(yīng)會(huì)造成一系列的影響，主要包括諧波、增益壓縮、阻塞、交調(diào)、互調(diào)等. 為研究數(shù)據(jù)鏈產(chǎn)生失鎖效應(yīng)的具體原因，試驗(yàn)測(cè)試了在施加干擾的狀態(tài)下數(shù)據(jù)鏈?zhǔn)фi時(shí)輸出的中頻信號(hào).

無(wú)干擾狀態(tài)下的中頻輸出波形如圖7所示，在正常工作狀態(tài)下射頻前端對(duì)工作信號(hào)進(jìn)行放大處理. 接收機(jī)前端接收到來(lái)自天線的工作信號(hào)fc的峰值功率約為-44.5 dBm，經(jīng)過(guò)接收機(jī)濾波、放大后的中頻輸出信號(hào)f0的峰值功率大約為-20.5 dBm，此時(shí)射頻前端的系統(tǒng)增益為24 dB.

圖7 無(wú)干擾時(shí)射頻前端的輸入輸出信號(hào)Fig.7 The input and output signals of the RF front-end without interference

對(duì)數(shù)據(jù)鏈?zhǔn)┘訂晤l干擾，得到不同干擾強(qiáng)度下的中頻輸出信號(hào)，如圖8所示. 對(duì)比試驗(yàn)結(jié)果發(fā)現(xiàn)：隨著干擾信號(hào)頻偏的增大，干擾功率閾值逐漸上升，造成數(shù)據(jù)鏈?zhǔn)фi時(shí)對(duì)應(yīng)的中頻工作信號(hào)增益明顯降低. 當(dāng)干擾信號(hào)頻率接近接收機(jī)通帶邊緣時(shí)，對(duì)比輸入時(shí)的工作信號(hào)功率包絡(luò)峰值-44.5 dBm，干擾后的中頻信號(hào)為-46.5 dBm，工作信號(hào)沒(méi)有被放大而是受到了壓縮，壓縮幅度約為2 dB. 失鎖時(shí)對(duì)應(yīng)的工作信號(hào)峰值明顯低于無(wú)干擾時(shí)的中頻輸出信號(hào).

圖8 不同頻率單頻干擾下中頻輸出信號(hào)Fig.8 IF output signal under single-frequency interference with different frequency

在f0-4 MHz和f0-5 MHz的干擾下，產(chǎn)生失鎖效應(yīng)時(shí)輸入到接收機(jī)的干擾信號(hào)大小分別為-39.4 dBm和-55.7 dBm，相差16.3 dB，而通過(guò)測(cè)量中頻信號(hào)發(fā)現(xiàn)，中頻工作信號(hào)的功率包絡(luò)基本一致，其峰值約為-46.5 dBm. 主要原因是在AGC電路的作用下，盡管干擾信號(hào)功率隨著頻偏的增大而增強(qiáng)，但此時(shí)工作信號(hào)功率基本已經(jīng)被壓制到最低. 對(duì)比圖6中信噪比和圖8中的中頻信號(hào)發(fā)現(xiàn)，隨著干擾頻偏的增大，失鎖時(shí)的中頻工作信號(hào)功率產(chǎn)生壓縮效應(yīng)，從而導(dǎo)致失鎖時(shí)的信噪比下降.

3 雙頻干擾效應(yīng)試驗(yàn)

3.1 雙頻電磁干擾失鎖閾值

數(shù)據(jù)鏈工作的中心頻率為f0，雙頻干擾頻率分別為f1、f2，均位于數(shù)據(jù)鏈工作頻帶內(nèi)，功率分別為P1、P2. ΔP1、ΔP2分別為兩個(gè)頻率下干擾信號(hào)功率與單頻失鎖功率之間的差值，試驗(yàn)配置如前文中圖3所示. 選擇兩組典型頻率進(jìn)行帶內(nèi)干擾失鎖閾值分析：一種情況是f1為同頻帶內(nèi)干擾，f2為非同頻干擾；另一種是兩個(gè)頻率都是非同頻帶內(nèi)干擾.

試驗(yàn)結(jié)果如圖9所示，和單頻干擾失鎖閾值曲線圖5類似，雙頻干擾的閾值曲線也呈現(xiàn)“U”型. 在f1為同頻干擾，f2為非同頻干擾的情況下：當(dāng)f2位于中心頻率f0±4 MHz以內(nèi)時(shí)，兩個(gè)干擾同時(shí)存在時(shí)的失鎖閾值均低于只有一個(gè)單頻干擾情況下的閾值，并且數(shù)據(jù)鏈在頻率組合為f1=f0,f2=f0+1 MHz時(shí)最為敏感：當(dāng)試驗(yàn)施加f1的功率比單頻失鎖功率低1 dB，即ΔP1=-1 dB時(shí)，P2比單頻失鎖閾值低9.9 dBm. 當(dāng)f2位于通信敏感帶寬邊沿，即f2=±5 MHz時(shí)，隨著P1的下降，P2的變化不明顯，且基本與單頻干擾的閾值相同，說(shuō)明此時(shí)的失鎖效應(yīng)主要由位于帶寬邊沿的干擾功率P2決定，同頻干擾f1在失鎖功率上并沒(méi)有起到明顯的干擾效應(yīng)疊加作用.

圖9 當(dāng)f1為不同功率的同頻干擾時(shí)f2的失鎖閾值曲線(f1=f0)Fig.9 Thresholds of dual-frequency interference when f1=f0 with different power

f1=f0-2 MHz時(shí)的情況和f1=f0相似，由圖10可以看出，當(dāng)兩個(gè)干擾頻率均處于帶內(nèi)且都不是中心頻率時(shí)，f0±4 MHz以內(nèi)的雙頻干擾對(duì)應(yīng)的干擾閾值均低于單頻. 施加f1的功率比單頻失鎖功率低1 dB時(shí)，P2低于單頻閾值的現(xiàn)象最為明顯，特別是當(dāng)ΔP1=-1 dB，f2=f0+1 MHz時(shí)，P2比單頻閾值低12.4 dB. 當(dāng)f2位于數(shù)據(jù)鏈通頻帶邊緣，即±5 MHz時(shí)，P1的降低對(duì)P2的變化沒(méi)有影響，雙頻干擾導(dǎo)致失鎖時(shí)的P2值與單頻失鎖時(shí)的數(shù)值相同.

圖10 當(dāng)f1為不同功率的非同頻干擾時(shí)的雙頻失鎖閾值(f1=f0-2 MHz)Fig.10 Thresholds of dual-frequency interference when f1=f0-2 MHz with different power

綜上所述，在距中心頻率±4 MHz以內(nèi)的雙頻干擾作用下，數(shù)據(jù)鏈達(dá)到失鎖閾值時(shí)每一個(gè)干擾源的功率均低于只施加單一干擾源時(shí)的情況，說(shuō)明多個(gè)帶內(nèi)干擾信號(hào)相互疊加，能夠增加干擾源的共同作用范圍，在更遠(yuǎn)的作用距離上對(duì)數(shù)據(jù)鏈造成威脅. 而當(dāng)干擾信號(hào)頻率距離中心頻率±5 MHz時(shí)，由于干擾信號(hào)頻率位于射頻前端通頻帶邊緣，鏈路衰減較大，因此需要施加較大的功率才能使數(shù)據(jù)鏈?zhǔn)艿礁蓴_，且雙頻信號(hào)對(duì)失鎖效應(yīng)的疊加作用并不明顯.

3.2 射頻前端雙頻干擾效應(yīng)分析

對(duì)比單頻干擾試驗(yàn)的效應(yīng)現(xiàn)象，針對(duì)在雙頻帶內(nèi)干擾下的射頻前端輸出，選取4組干擾頻率組合：(f0,f0-2 MHz)、(f0,f0-4 MHz)、(f0-2 MHz,f0-4 MHz)和(f0+1 MHz,f0-2 MHz)進(jìn)行效應(yīng)分析. 根據(jù)2.3節(jié)中對(duì)單頻干擾時(shí)中頻輸出信號(hào)的分析，得到數(shù)據(jù)鏈產(chǎn)生失鎖效應(yīng)的原因主要是由于AGC放大器作用使工作信號(hào)產(chǎn)生了增益壓縮，為觀察在雙頻干擾作用下中頻信號(hào)的輸出和單頻有何異同，對(duì)雙頻干擾條件下數(shù)據(jù)鏈輸出的中頻信號(hào)進(jìn)行了測(cè)試，結(jié)果如表1所示.Pi0為中頻工作信號(hào)功率包絡(luò)的峰值，Pi1、Pi2分別為干擾信號(hào)f1、f2經(jīng)過(guò)射頻前端后輸出的信號(hào)功率峰值，Pi是輸出中頻信號(hào)總功率.

表1 典型雙頻干擾條件下中頻信號(hào)功率Tab.1 IF signal power of tipical dual-frequency interference

由表1可知，無(wú)論干擾輸入如何變化，由于AGC的限幅作用，中頻信號(hào)總功率保持在-8 dBm左右，干擾信號(hào)頻偏或功率的改變并不會(huì)導(dǎo)致中頻輸出總功率的大幅度變化；在使數(shù)據(jù)鏈?zhǔn)фi的干擾信號(hào)組合中，頻偏更大的信號(hào)f2的干擾功率更高，因此輸出的功率Pi2占總功率Pi的比重也最高；隨著干擾信號(hào)頻偏Δf的增大，達(dá)到失鎖狀態(tài)時(shí)的中頻工作信號(hào)增益Pi0也隨之降低.

以干擾頻率組合(f0,f0-4 MHz)為例，將雙頻和單頻干擾條件下數(shù)據(jù)鏈?zhǔn)фi時(shí)的中頻工作信號(hào)進(jìn)行對(duì)比，如圖11所示.f1=f0、f2=f0-4 MHz分別單獨(dú)作用下的中頻工作功率分別為-37 dBm和-46 dBm，當(dāng)干擾頻率組合(f0,f0-4 MHz)共同作用時(shí)的中頻工作信號(hào)輸出約為-46 dBm，與只施加f2=f0-4 MHz干擾時(shí)的中頻工作信號(hào)輸出功率相等. 而對(duì)比圖10中的失鎖閾值可知，f1、f2分別單獨(dú)作用下的失鎖閾值為-17.6 dBm及-1.7 dBm，共同作用時(shí)的功率為-18.6 dBm及-3.4 dBm，均低于單頻干擾下的失鎖閾值. 因此與單頻干擾相比，雙頻干擾時(shí)工作信號(hào)的增益主要受頻偏更大的干擾信號(hào)影響，在功率更低的組合下就能使中頻輸出達(dá)到失鎖時(shí)的限值.

圖11 單頻干擾和雙頻干擾導(dǎo)致數(shù)據(jù)鏈?zhǔn)фi時(shí)的中頻輸出信號(hào)(f1=f0,f2=f0-4 MHz)Fig.11 Comparison of IF output between single-frequency and dual-frequency interference when datalink lost-link(f1=f0,f2=f0-4 MHz)

結(jié)合2.3節(jié)對(duì)射頻前端的分析可知，大功率的連續(xù)波干擾在接收機(jī)內(nèi)會(huì)對(duì)AGC電路造成影響，導(dǎo)致工作信號(hào)產(chǎn)生增益壓縮效應(yīng)，但不同干擾功率下導(dǎo)致數(shù)據(jù)鏈?zhǔn)фi的中頻信號(hào)功率并不相同，干擾頻偏較小時(shí)，失鎖時(shí)中頻信號(hào)功率較高. 多個(gè)頻率同時(shí)干擾接收機(jī)時(shí)，每個(gè)單頻點(diǎn)只需要更低的干擾功率，就能夠使工作信號(hào)壓縮到失鎖的功率包絡(luò)以下，使數(shù)據(jù)鏈產(chǎn)生失鎖效應(yīng).

3.3 通信性能參數(shù)分析

由前節(jié)可知，由于干擾信號(hào)進(jìn)入接收機(jī)和AGC放大器的限幅作用，導(dǎo)致中頻工作信號(hào)增益不足，從而使進(jìn)入終端解擴(kuò)解調(diào)處理部分的信號(hào)功率降低，然而在不同干擾頻率組合下，導(dǎo)致數(shù)據(jù)鏈?zhǔn)фi的中頻信號(hào)功率并非確定值，這說(shuō)明失鎖效應(yīng)還與數(shù)據(jù)終端的解擴(kuò)解調(diào)單元有關(guān)，此處主要關(guān)注數(shù)據(jù)終端的兩個(gè)重要參數(shù)：信噪比和誤碼率. 為了方便對(duì)通信參數(shù)進(jìn)行對(duì)比，以失鎖時(shí)的功率為基準(zhǔn)對(duì)干擾功率進(jìn)行歸一化，觀察數(shù)據(jù)鏈系統(tǒng)在臨近失鎖6 dB之內(nèi)的性能參數(shù)變化規(guī)律.

3.3.1信噪比干擾效應(yīng)分析

通信接收機(jī)解擴(kuò)后的信噪比直接關(guān)系到載波和偽碼跟蹤的精度，從而對(duì)解調(diào)后的誤碼率產(chǎn)生影響. 圖12～15中顯示了在不同干擾頻率組合下，ΔP1不同時(shí)，信噪比隨著ΔP2的增大直到失鎖的過(guò)程. ΔP1、ΔP2分別為兩個(gè)頻率下干擾信號(hào)功率減去單頻失鎖功率的差值，圖中陰影部分標(biāo)明了干擾功率距離失鎖閾值1 dB時(shí)的信噪比變化情況.

圖12、13分別為頻率組合為(f0,f0-2 MHz)、(f0,f0-4 MHz)時(shí)的信噪比變化規(guī)律，可以看出，隨著ΔP2的增大，信噪比基本呈現(xiàn)線性下降的趨勢(shì)，直到距離失鎖1 dB的范圍內(nèi)急劇降低；頻率組合為(f0,f0-2 MHz)時(shí)造成失鎖時(shí)的信噪比在1.5～2.5之間，頻率組合為(f0,f0-4 MHz)時(shí)失鎖的信噪比在1.5～2.0之間，略低于(f0,f0-2 MHz)時(shí)的信噪比；ΔP2相同的情況下，ΔP1越大，信噪比越高，并且在頻率組合為(f0,f0-2 MHz)時(shí)，降低同頻干擾功率，信噪比下降的幅度大于頻率組合為(f0,f0-4 MHz)時(shí)的情況.

圖12 雙源干擾頻率為(f1,f2)時(shí)，數(shù)據(jù)鏈信噪比在不同 ΔP1條件下隨ΔP2的變化規(guī)律(f1=f0,f2=f0-2 MHz)Fig.12 Ralationship between SNR and ΔP2 under different ΔP1 when the dual-frequency interference is (f1,f2),f1=f0,f2=f0-2 MHz

圖13 雙源干擾頻率為(f1,f2)時(shí)，數(shù)據(jù)鏈信噪比在不同ΔP1條件下隨ΔP2的變化規(guī)律(f1=f0,f2=f0-4 MHz)Fig.13 Ralationship between SNR and ΔP2 under different ΔP1 when the dual-frequency interference is (f1,f2),f1=f0,f2=f0-4 MHz

圖14描述了頻率組合為(f0-2 MHz,f0-4 MHz)時(shí)信噪比的變化規(guī)律，在還未到達(dá)臨界失鎖狀態(tài)時(shí)，隨著干擾功率P2的上升，信噪比的變化呈現(xiàn)平緩的線性下降的趨勢(shì)，并且P1的功率越低，信噪比隨P2的增大下降得越快. 這是由于f1距離中心頻率較近，當(dāng)P1功率逼近失鎖閾值時(shí)，對(duì)信噪比的影響占主體地位，此時(shí)P2對(duì)信噪比的影響較弱，而當(dāng)f1功率下降，P2對(duì)信噪比的影響增強(qiáng)，信噪比隨P2的變化才愈加明顯. 圖15描述了干擾源頻率組合為(f0-2 MHz,f0+1 MHz)時(shí)數(shù)據(jù)鏈信噪比的變化規(guī)律，較為反常的是，當(dāng)P1固定時(shí)，信噪比隨P2的上升變化并不明顯，直到距離失鎖閾值1～2 dB時(shí)，此時(shí)信道質(zhì)量急劇惡化，信噪比迅速下降到失鎖限值.

圖14 雙源干擾頻率為(f1,f2)時(shí)，數(shù)據(jù)鏈信噪比在不同ΔP1條件下隨ΔP2的變化規(guī)律(f1=f0-2 MHz,f2=f0-4 MHz)Fig.14 Ralationship between SNR and ΔP2 under different ΔP1 when the dual-frequency interference is (f1,f2),f1=f0-2 MHz,f2=f0-4 MHz

圖15 雙源干擾頻率為(f1,f2)時(shí)，數(shù)據(jù)鏈信噪比在不同ΔP1條件下隨ΔP2的變化規(guī)律(f1=f0-2 MHz,f2=f0+1 MHz)Fig.15 Ralationship between SNR and ΔP2under different ΔP1 when the dual-frequency interference is (f1,f2),f1=f0-2 MHz,f2=f0+1 MHz

結(jié)合圖12～15和圖6中單頻干擾下數(shù)據(jù)鏈信噪比的變化趨勢(shì)，可以得到：?jiǎn)晤l干擾和雙頻干擾信噪比變化趨勢(shì)相似，均隨干擾功率的增加線性減小，并在距離失鎖閾值1 dB以內(nèi)急劇下降；信噪比和干擾信號(hào)頻率有關(guān)，干擾頻偏越大，失鎖時(shí)的信噪比越低；雙頻干擾導(dǎo)致數(shù)據(jù)鏈?zhǔn)фi時(shí)的信噪比低于只施加其頻率組合中某一單頻干擾的信噪比.

3.3.2誤碼率干擾效應(yīng)分析

由于誤碼率是個(gè)統(tǒng)計(jì)量，在一段時(shí)間內(nèi)會(huì)存在一定的波動(dòng)范圍，數(shù)值的穩(wěn)定性較差，因此試驗(yàn)采取每200組數(shù)取平均值的方式得到最終的誤碼率數(shù)值. 通常在靠近中心頻率的帶內(nèi)干擾，誤碼率隨著干擾信號(hào)功率的增大而上升，到2×10-2以上時(shí)基本處于臨界失鎖狀態(tài).

圖16、17分別顯示了數(shù)據(jù)鏈?zhǔn)艿筋l率組合為(f0,f0-2 MHz)、(f0,f0-4 MHz)的干擾時(shí)的誤碼率變化曲線，可以看出：隨著干擾信號(hào)功率的增大，誤碼的增長(zhǎng)呈現(xiàn)先慢后快的趨勢(shì)；在ΔP1相同的情況下，干擾組合為(f0,f0-2 MHz)時(shí)的誤碼率高于頻率為(f0,f0-4 MHz)時(shí)的誤碼率；當(dāng)f2=f0-4 MHz時(shí)誤碼率隨干擾信號(hào)功率上升的速度比f(wàn)2=f0-2 MHz時(shí)更快，數(shù)據(jù)鏈需要達(dá)到較高的誤碼率才會(huì)失鎖.

圖16 雙源干擾頻率為(f1,f2)時(shí)，數(shù)據(jù)鏈誤碼率在不同ΔP1條件下隨ΔP2的變化規(guī)律(f1=f0,f2=f0-2 MHz)Fig.16 Ralationship between BER and ΔP2 under different ΔP1 when the dual-frequency interference is (f1,f2),f1=f0,f2=f0-2 MHz

圖17 雙源干擾頻率為(f1,f2)時(shí)，數(shù)據(jù)鏈誤碼率在不同ΔP1條件下隨ΔP2的變化規(guī)律(f1=f0,f2=f0-4 MHz)Fig.17 Ralationship between BER and ΔP2 under different ΔP1 when the dual-frequency interference is (f1,f2),f1=f0,f2=f0-4 MHz

圖18、19分別描述了干擾頻率組合為(f0-2 MHz,f0-4 MHz)、(f0-2 MHz,f0+1 MHz)時(shí)數(shù)據(jù)鏈誤碼率的變化規(guī)律. 誤碼率隨干擾功率的增加呈現(xiàn)非線性上升趨勢(shì)，從ΔP2=-6 dB到失鎖，組合頻率為(f0-2 MHz,f0-4 MHz)時(shí)的誤碼率增幅略大于(f0-2 MHz,f0+1 MHz)，且f2=f0-4 MHz時(shí)誤碼率整體低于f2=f0+1 MHz時(shí)的誤碼率. 根據(jù)圖18、19，并結(jié)合圖16、17中f1為同頻干擾時(shí)的情況可以得出：在一個(gè)頻率固定的情況下，另一頻率的頻偏越大，總體誤碼率水平越低，在失鎖6 dB以內(nèi)的誤碼率上升越快；數(shù)據(jù)鏈對(duì)于含有臨頻干擾的頻率組合較為敏感，對(duì)于本文研究的數(shù)據(jù)鏈，在距離中心頻率1 MHz頻點(diǎn)處，較低的失鎖閾值就能得相對(duì)較高的誤碼率.

圖18 雙源干擾頻率為(f1,f2)時(shí)，數(shù)據(jù)鏈誤碼率在不同ΔP1條件下隨ΔP2的變化規(guī)律(f1=f0-2 MHz,f2=f0-4 MHz)Fig.18 Ralationship between BER and ΔP2 under different ΔP1 when the dual-frequency interference is (f1,f2),f1=f0-2 MHz,f2=f0-4 MHz

圖19 雙源干擾頻率為(f1,f2)時(shí)，數(shù)據(jù)鏈誤碼率在不同ΔP1條件下隨ΔP2的變化規(guī)律(f1=f0-2 MHz,f2=f0+1 MHz)Fig.19 Ralationship between BER and ΔP2 under different ΔP1 when the dual-frequency interference is (f1,f2),f1=f0-2 MHz,f2=f0+1 MHz

4 結(jié) 論

針對(duì)某型無(wú)人機(jī)數(shù)據(jù)鏈系統(tǒng)開(kāi)展了單頻和雙頻連續(xù)波的注入效應(yīng)試驗(yàn)，確定了利用失鎖閾值作為數(shù)據(jù)鏈電磁干擾效應(yīng)的評(píng)價(jià)方法，得到了連續(xù)波帶內(nèi)干擾條件下的失鎖閾值和通信性能參數(shù)變化規(guī)律. 需要指出的是，由于不同用頻系統(tǒng)的編碼方式、通信體制、數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)等不同，通信鏈路失鎖時(shí)的性能參數(shù)和功率閾值存在差異，但本文提供的試驗(yàn)方法和規(guī)律性結(jié)論具有參考意義. 具體結(jié)論如下：

① 當(dāng)大功率干擾信號(hào)通過(guò)天線進(jìn)入接收機(jī)時(shí)，接收機(jī)內(nèi)部AGC電路增益降低甚至呈現(xiàn)出負(fù)增益的情況，導(dǎo)致工作信號(hào)的中頻輸出功率不足，從而影響數(shù)據(jù)終端對(duì)信息的解擴(kuò)解調(diào)過(guò)程. 與單頻干擾相比，雙頻干擾時(shí)工作信號(hào)的增益受頻偏大的干擾信號(hào)影響更大，使中頻工作信號(hào)壓縮到可解調(diào)出工作信號(hào)的功率限值之下，在功率更低的組合下就能使數(shù)據(jù)鏈達(dá)到失鎖狀態(tài)，其中臨頻干擾的效應(yīng)疊加現(xiàn)象最為明顯.

② 在單頻連續(xù)波干擾下，當(dāng)干擾功率較低時(shí)，信噪比隨干擾信號(hào)功率的增加呈現(xiàn)線性下降的趨勢(shì). 干擾距離中心頻率f0越近，失鎖時(shí)的信噪比值越高. 同頻和臨頻干擾時(shí)，誤碼率隨干擾信號(hào)功率增加而上升，直到鏈路中斷，同頻干擾失鎖時(shí)的誤碼率低于臨頻干擾. 相比同頻和臨頻干擾，當(dāng)干擾信號(hào)位于接收機(jī)通頻帶邊緣，失鎖時(shí)的誤碼率較低.

③ 對(duì)數(shù)據(jù)鏈?zhǔn)┘与p頻連續(xù)波干擾時(shí)，與單頻干擾效應(yīng)相似，信噪比先隨著干擾功率的增加而線性下降，直到距失鎖閾值1 dB處時(shí)信噪比顯著降低，呈現(xiàn)出非線性變化趨勢(shì). 雙頻干擾導(dǎo)致數(shù)據(jù)鏈?zhǔn)фi時(shí)的信噪比低于只施加其頻率組合中某一單頻干擾的信噪比. 在誤碼率方面，在某一頻率固定的情況下，另一頻率的頻偏越大，總體誤碼率水平越低，誤碼率隨干擾的上升越快. 數(shù)據(jù)鏈對(duì)含有臨頻干擾的雙頻干擾組合較為敏感，在較低的干擾強(qiáng)度下就能獲得較高的誤碼率.