鄒 軍 吳紅飛 劉 越 葛子賢 楊 柳

基于低高度平面電感的GaN-Si混合型圖騰柱無橋功率因數(shù)校正器

鄒 軍 吳紅飛 劉 越 葛子賢 楊 柳

（南京航空航天大學(xué)多電飛機(jī)電氣系統(tǒng)工信部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 南京 211106）

該文提出基于低高度平面電感的GaN-Si混合型圖騰柱無橋功率因數(shù)校正器（PFC），利用工頻Si二極管的慢恢復(fù)特性為高頻GaN開關(guān)橋臂提供反向電流通路，實(shí)現(xiàn)臨界電流導(dǎo)通模式無橋PFC和高頻GaN開關(guān)橋臂的軟開關(guān)運(yùn)行。為了實(shí)現(xiàn)低高度和高功率密度，提出低高度平面電感結(jié)構(gòu)及其優(yōu)化設(shè)計(jì)方法，通過將臨界電流導(dǎo)通模式下的電感電流進(jìn)行分解，給出高頻電感磁心和繞組損耗分析模型，并據(jù)此對(duì)電感結(jié)構(gòu)尺寸進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)。最后制作一臺(tái)開關(guān)頻率為200～700kHz、400W的實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，驗(yàn)證了所提出的解決方案的可行性和有效性。

圖騰柱無橋功率因數(shù)校正器 氮化鎵 平面電感 優(yōu)化設(shè)計(jì)

0 引言

功率因數(shù)校正器（Power Factor Corrector, PFC）是實(shí)現(xiàn)交流網(wǎng)側(cè)高功率因數(shù)、低諧波電流的關(guān)鍵，被廣泛應(yīng)用于電源適配器、LED驅(qū)動(dòng)、服務(wù)器電源等各類AC-DC電源系統(tǒng)中[1-5]。消費(fèi)類電子的快速發(fā)展，對(duì)高效率、小型化/便攜式、低成本AC-DC電源的需求愈加強(qiáng)烈。

在眾多的PFC電路結(jié)構(gòu)中，圖騰柱無橋PFC具有結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、導(dǎo)通損耗低、效率高的突出優(yōu)勢(shì)[6-7]。多年來，Si-MOSFET體二極管嚴(yán)重的反向恢復(fù)、開關(guān)損耗等問題，極大地限制了圖騰柱無橋PFC的性能和規(guī)?；茝V應(yīng)用[8]。第三代半導(dǎo)體器件氮化鎵高電子遷移率晶體管（Gallium Nitride High Electro Mobility Transistor, GaN-HEMT）從根本上避免了體二極管的反向恢復(fù)問題，并能夠大幅提升變換器的開關(guān)頻率、降低電路損耗，使得圖騰柱無橋PFC重新獲得學(xué)術(shù)界和工業(yè)界的重視[9-10]。由于GaN器件的關(guān)斷損耗小，利用臨界導(dǎo)通模式（Boundary Conduction Mode, BCM）實(shí)現(xiàn)GaN器件的零電壓開通，變換器的開關(guān)頻率可以實(shí)現(xiàn)數(shù)量級(jí)提升，從而為AC-DC電源的小型化/便攜式設(shè)計(jì)創(chuàng)造條件。為了實(shí)現(xiàn)GaN-HEMT的軟開關(guān)，圖騰柱無橋PFC的低頻開關(guān)橋臂通常采用Si-MOSFET實(shí)現(xiàn)，同時(shí)采用高頻電流檢測(cè)電路以判斷電感電流的過零點(diǎn)，與之相應(yīng)的還需要配置驅(qū)動(dòng)、控制和輔助電源等電路，增加了PFC的復(fù)雜程度、體積和成本。

寬禁帶器件技術(shù)的發(fā)展使得有源開關(guān)器件不再是制約變換器體積、質(zhì)量的主要因素，但高頻濾波電感依然是決定電源尺寸、質(zhì)量和效率的關(guān)鍵[11]。基于印制電路板（Printed Circuit Board, PCB）繞組的平面電感是實(shí)現(xiàn)高頻濾波電感低高度、小型化的有效途徑，如何進(jìn)一步降低平面電感的高度已經(jīng)成為超薄電源模塊設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)的關(guān)鍵。降低平面磁件高度的關(guān)鍵在于降低磁件上下蓋板的厚度，而上下蓋板的厚度又受限于其磁通密度。為了應(yīng)對(duì)功率磁件薄平化的需求，文獻(xiàn)[12-13]提出了矩陣磁解決方案，通過分散磁件然后進(jìn)行陣列化集成，能夠顯著降低磁蓋厚度，但是會(huì)帶來磁心總體積的大幅增加和繞組長度及其損耗的大幅上升。文獻(xiàn)[14-15]給出了低溫共燒陶瓷（Low Temperature Co-fired Ceramic, LTCC）鉗入式電感解決方案，將電源中的磁性器件集成在陶瓷基板中，使得電源模塊的體積和高度大幅降低，但對(duì)制作工藝要求較高。針對(duì)超高頻應(yīng)用，文獻(xiàn)[16]提出了空心變壓器和空心電感方案，磁件高度進(jìn)一步降低。

本文提出基于低高度平面電感的GaN-Si混合型圖騰柱無橋PFC，高頻開關(guān)橋臂采用GaN-HEMT，低頻橋臂采用Si二極管，利用二極管的慢恢復(fù)特性為高頻GaN開關(guān)橋臂提供反向電流通路，實(shí)現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開關(guān)，采用優(yōu)化的磁心結(jié)構(gòu)，能顯著降低磁心高度，并對(duì)磁心尺寸進(jìn)行優(yōu)化，實(shí)現(xiàn)了電感結(jié)構(gòu)的高度為7.2mm。

1 GaN-Si混合型CRM圖騰柱無橋PFC

圖1為圖騰柱無橋PFC拓?fù)?，S1和S2為GaN開關(guān)管，兩開關(guān)高頻互補(bǔ)導(dǎo)通；VD1和VD2為工頻慢恢復(fù)Si二極管，利用工頻二極管的慢恢復(fù)特性為高頻開關(guān)橋臂的軟開關(guān)提供電流通路。相比于Si MOSFET，二極管的尺寸更小，且無需隔離驅(qū)動(dòng)、隔離輔助電源和相應(yīng)的控制邏輯。此外，Si二極管相比于MOSFET可靠性更高、成本更低。

圖1 圖騰柱無橋PFC拓?fù)?/p>

以輸入電壓正半周為例分析電路工作原理。變換器工作于BCM，電感電流理論波形如圖2所示。需要注意的是，高頻開關(guān)周期內(nèi)，電感電流存在負(fù)電流以實(shí)現(xiàn)高頻開關(guān)GaN器件軟開關(guān)。變換器共有四種工作模態(tài)，圖騰柱PFC開關(guān)狀態(tài)如圖3所示。

圖2 電感電流理論波形

圖3 圖騰柱PFC開關(guān)狀態(tài)

模態(tài)一：如圖3a所示，S2、VD2導(dǎo)通，S1、VD1關(guān)斷，交流輸入側(cè)將能量傳遞給電感，電感電流線性增加。開關(guān)管S2的導(dǎo)通時(shí)間為

式中，s為電感；AC()為輸入電流峰值；b為反向電流邊界；AC()為輸入電壓。

模態(tài)二：如圖3b所示，當(dāng)電感電流達(dá)到峰值時(shí)，開關(guān)管S2關(guān)斷，電感s和開關(guān)管寄生電容諧振，給S1的寄生電容放電、S2的寄生電容充電，最終使得S1的寄生電容電壓為0，S2的寄生電容電壓為Bus，此時(shí)開關(guān)管S1自然實(shí)現(xiàn)零電壓開通。

模態(tài)三：如圖3c所示，開關(guān)管S1零電壓開通，交流輸入側(cè)和電感傳遞能量給直流輸出側(cè)，電感電流線性下降，開關(guān)管S2關(guān)斷時(shí)間表示為

模態(tài)四：如圖3d所示，開關(guān)管S1關(guān)斷，電感s和開關(guān)管寄生電容諧振，給S1的寄生電容充電，S2的寄生電容放電，若S2的寄生電容電壓諧振到零，則開關(guān)管S2自然實(shí)現(xiàn)零電壓開通。

圖4為PFC控制框圖。當(dāng)電感電流下降到零時(shí)，通過補(bǔ)償一段開關(guān)管關(guān)斷時(shí)間D，使其自然產(chǎn)生負(fù)電流，開關(guān)管結(jié)電容電壓能諧振到零，實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。關(guān)斷時(shí)間和開關(guān)頻率分布如圖5所示，由式（1）和式（2）可知，輕載時(shí)開關(guān)頻率很高，為了減小開關(guān)損耗、提升效率，在輸入電壓過零點(diǎn)附近限制了關(guān)斷時(shí)間的最小值，如圖5a所示，實(shí)際開關(guān)頻率分布如圖5b所示。

圖4 PFC控制框圖

圖5 關(guān)斷時(shí)間和開關(guān)頻率分布

2 低高度電感磁心實(shí)現(xiàn)方法

平面電感因其可復(fù)制性，加工方便，且功率密度高、散熱性好，得到廣泛應(yīng)用。對(duì)于高頻PFC來說，電感損耗是變換器的主要損耗，電感高度決定變換器的高度，因此高效率、高功率密度、低高度平面電感對(duì)整個(gè)變換器具有重要意義。

2.1 擴(kuò)展Ae的低高度磁心結(jié)構(gòu)

平面磁件由上、下兩塊磁板和中間的磁柱組成，磁柱高度由PCB厚度、氣隙高度、繞組與氣隙的避讓距離決定，不易調(diào)整，上下兩塊磁板的高度直接決定磁心整體高度。

常見平面電感結(jié)構(gòu)有E型、罐型結(jié)構(gòu)，圖6給出了ER型磁心的結(jié)構(gòu)尺寸參數(shù)，圖中，為磁心半徑，為繞組寬度，為磁心寬度，為磁板厚度。設(shè)計(jì)時(shí)使磁板的磁心有效截面積e等于磁柱的e，則磁板和磁柱的最大磁通密度相同，磁心的利用率較高，即滿足

從式（3）中可以得到，當(dāng)磁心的半徑和繞組寬度確定時(shí)，磁板的高度也相應(yīng)確定。如果只是減小磁板的高度，則會(huì)導(dǎo)致磁板e(cuò)降低，磁板上的磁通密度增加，工作時(shí)產(chǎn)生的磁心損耗大幅上升，甚至產(chǎn)生局部飽和，從而導(dǎo)致整機(jī)效率的大幅下降。所以傳統(tǒng)E型或罐型平面磁件，其結(jié)構(gòu)限制了磁心進(jìn)一步薄化的可能。

注意到，如果保持磁柱的e不變，將磁心沿縱向拉伸，增大磁心寬度，則磁板的e得到有效擴(kuò)展，此時(shí)磁板高度可以降低，圖7為磁心拉伸示意圖。

為了驗(yàn)證拉伸磁心方案的有效性，利用Ansys Maxwell 3D有限元軟件進(jìn)行仿真驗(yàn)證。建立圖7所示的磁心模型，設(shè)置仿真條件為渦流場(chǎng)，激勵(lì)為頻率為300kHz、最大值為2.5A的正弦電流。圖8為不同拉伸長度的磁心磁通密度分布，每個(gè)磁心的e均相同，表1給出了對(duì)應(yīng)的有限元仿真數(shù)據(jù)。

圖7 磁心拉伸示意圖

圖8 不同拉伸長度的磁心磁通密度分布

表1 有限元仿真數(shù)據(jù)

Tab.1 Finite element simulation data

從仿真結(jié)果中可以看出，拉伸后磁心高度得到有效降低。由于磁心體積的降低，且磁板上的磁通密度基本不變，磁心損耗也會(huì)略微降低。但是在拉伸過程中，由于繞線長度的增加，其交流電阻也會(huì)顯著增加。因此在拉伸過程中，需要在磁心高度和損耗之間折中。

2.2 集成式雙磁柱磁心結(jié)構(gòu)

由2.1小節(jié)所述，隨著拉伸長度的增加，電感高度可以不斷降低。但若拉伸長度太大，不利于磁心及PCB繞組在整機(jī)中的布局，為了解決該問題，可以將單個(gè)電感拆分為兩個(gè)，如圖9所示。

圖9 磁心的拆分

對(duì)于上述兩個(gè)分立磁心，若控制兩個(gè)磁心內(nèi)繞組電流方向相反，則兩個(gè)磁心相鄰邊柱的磁通方向也相反，從而進(jìn)行磁通抵消，將兩個(gè)分立磁心集成到一起，如圖10所示。

圖10 磁心的集成

集成后磁心省去了兩個(gè)邊柱，占地面積減小，體積也相應(yīng)減小，在不影響磁心損耗密度的情況下，磁心集成會(huì)帶來功率密度的提升。除此之外，在分立磁心中，需要對(duì)兩個(gè)電感進(jìn)行串聯(lián)連接，所以會(huì)造成額外的端接損耗，而在集成磁心中，兩個(gè)電感中柱之間沒有原先邊柱的阻擋，端接損耗可以忽略不計(jì)，進(jìn)一步降低了繞組損耗，提高了效率。

基于圖10中的集成雙磁柱拉伸結(jié)構(gòu)，圖11給出了相應(yīng)的磁阻模型。其中，為繞組電流產(chǎn)生的磁動(dòng)勢(shì)，兩個(gè)繞線柱的磁動(dòng)勢(shì)方向相反，g1為中柱磁阻和中柱氣隙磁阻之和，g2為中柱中心和磁蓋兩個(gè)交點(diǎn)處到邊柱的磁阻，g3為磁蓋上兩個(gè)中柱中心點(diǎn)連線上的磁阻，1、2、3分別為中柱、邊柱和磁板上的磁通。

對(duì)圖11b所示的磁阻模型進(jìn)行求解，可得

圖11 集成磁心磁阻模型

由于g2與g3均是無氣隙高磁導(dǎo)率材料的磁阻，其大小比值約為磁通路徑長度之比，在實(shí)際的集成結(jié)構(gòu)中，g3略小于g2，因此3會(huì)略大于2。

為了驗(yàn)證集成磁心方案的有效性，利用Maxwell 3D軟件進(jìn)行有限元仿真。建立單磁柱拉伸和雙磁柱集成磁心模型，設(shè)置仿真條件為渦流場(chǎng)，激勵(lì)是頻率為300kHz、最大值為2.5A的正弦電流。不同磁心結(jié)構(gòu)的磁通密度分布如圖12所示，磁心集成后，由于磁阻分布的影響，磁蓋中部的磁通密度會(huì)略微變大，這也與理論分析相一致。

圖12 磁心有限元仿真磁通密度分布

3 電感損耗模型及優(yōu)化設(shè)計(jì)

基于圖1的圖騰柱無橋PFC拓?fù)浼暗?節(jié)提出的磁心結(jié)構(gòu)，對(duì)電感磁件進(jìn)行相關(guān)優(yōu)化設(shè)計(jì)。

3.1 磁心損耗

由于電路工作在BCM軟開關(guān)模式，電感電流為50Hz正弦波和高頻三角波的疊加，求解磁心損耗時(shí)，在正弦波激勵(lì)下的傳統(tǒng)斯坦梅茨公式在這種情況下并不適用。且電感電流在一個(gè)工頻周期內(nèi)不斷變化，難以用有限元軟件仿真得到磁心損耗。

將電感電流波形進(jìn)行分解，拆分為一個(gè)工頻正弦波和一個(gè)高頻三角波，電感電流分解如圖13所示。電感負(fù)電流neg在一個(gè)工頻周期內(nèi)隨時(shí)間變化，為了簡(jiǎn)化計(jì)算，將其全部設(shè)為-0.3A。工頻正弦波定義為AC()，高頻三角波的最大值包絡(luò)線為AC()+ 0.3A。工頻正弦波產(chǎn)生直流偏磁，高頻三角波產(chǎn)生交流磁心損耗，文獻(xiàn)[17]給出了一種直流偏磁下的磁心損耗計(jì)算方法，引入系數(shù)B，表示在直流偏磁下的磁心損耗和無直流偏磁下的磁心損耗之比，表達(dá)式為

式中，BDC為直流偏置作用下的最大磁通密度；BAC為交流分量作用下的最大磁通密度；g 為修正系數(shù)，g =6.894。

針對(duì)圖13的電流波形，在任意時(shí)刻，直流磁通密度DC()與交流磁通密度AC()可以表示為

（2）做好母豬的產(chǎn)前補(bǔ)硒和仔豬的產(chǎn)后補(bǔ)鐵與補(bǔ)硒。母豬產(chǎn)前一周注射亞硒酸鈉維生素E10～15 ml，仔豬于3日齡注射含硒的鐵制劑1 ml。

式中，為電感值；為電感匝數(shù)；e為磁心有效截面積。此時(shí)系數(shù)B的表達(dá)式為

圖5b給出了開關(guān)頻率隨時(shí)間變化的曲線，據(jù)此可以得到開關(guān)頻率隨時(shí)間變化的函數(shù)表達(dá)式。采用斯坦梅茨公式計(jì)算高頻三角波激勵(lì)下每個(gè)開關(guān)周期的單位體積磁心損耗為

式中，m、、為磁心材料手冊(cè)所提供的系數(shù)，為了得到一個(gè)工頻周期內(nèi)的磁心總損耗，則需要對(duì)表達(dá)式進(jìn)行積分得

3.2 繞組損耗

對(duì)于繞組損耗部分，可分為直流繞組損耗和交流繞組損耗，工頻正弦波產(chǎn)生直流繞組損耗，高頻三角波產(chǎn)生交流繞組損耗，直流繞組損耗為

式中，ACrms為50Hz正弦波電流的有效值；DC為直流電阻，可以通過計(jì)算得到。

總的繞組損耗為

3.3 優(yōu)化設(shè)計(jì)

圖14給出了單磁柱拉伸結(jié)構(gòu)和雙磁柱拉伸結(jié)構(gòu)磁心結(jié)構(gòu)。考慮PCB繞組板厚、氣隙高度及繞組和氣隙的避讓距離，磁柱高度定為3.2mm，考慮磁板加工能力，磁板高度定為2mm，因此磁心總高度給定為7.2mm。要確定最終電感的尺寸，關(guān)鍵參數(shù)為繞線柱半圓半徑、長及繞組寬度。以單磁柱設(shè)計(jì)為例，下面給出設(shè)計(jì)過程。

圖14 磁心結(jié)構(gòu)

首先固定，例如，當(dāng)=45mm時(shí)，掃描不同、，根據(jù)上述損耗模型，得到不同占地面積下的損耗等高線，如圖15所示。實(shí)曲線為電感損耗的等高線，虛直線為等占地面積線，兩簇曲線的切點(diǎn)則代表在該占地面積下?lián)p耗最小的尺寸點(diǎn)，即最優(yōu)設(shè)計(jì)點(diǎn)。將這些最優(yōu)設(shè)計(jì)點(diǎn)記錄下來，然后改變，得到不同、不同占地面積下的最優(yōu)設(shè)計(jì)點(diǎn)，并繪制在一張圖中，如圖16所示。

圖15 電感損耗-占地面積曲線

圖16 不同占地面積下電感損耗-拉伸長度曲線

從圖16中可以看出，在確定占地面積和磁心高度的前提下，隨著拉伸長度的增加，電感總損耗先減小后增加，即存在一個(gè)拉伸長度使電感損耗最低，該點(diǎn)即為電感的最優(yōu)設(shè)計(jì)點(diǎn)。

以相同方法對(duì)雙磁柱拉伸結(jié)構(gòu)進(jìn)行設(shè)計(jì)?？紤]樣機(jī)布局，選擇占地面積700mm2為設(shè)計(jì)點(diǎn)，單磁柱拉伸結(jié)構(gòu)的最優(yōu)尺寸為：=2.2mm，=44mm，= 1.2mm。雙磁柱拉伸結(jié)構(gòu)的最優(yōu)尺寸為：=1.8mm，=26.8mm，=1.2mm。圖17給出了兩種電感結(jié)構(gòu)在相同高度、相同占地面積下，理論損耗隨輸出功率變化曲線。仿真結(jié)果表明，雙磁柱拉伸結(jié)構(gòu)在全負(fù)載范圍內(nèi)具有更小的損耗，更利于磁件的低高度設(shè)計(jì)。

4 實(shí)驗(yàn)

搭建了一臺(tái)AC 220V輸入、DC 400V輸出、功率400W的GaN-Si混合型圖騰柱無橋PFC變換器。樣機(jī)關(guān)鍵參數(shù)見表2。系統(tǒng)對(duì)交流側(cè)輸入電壓、輸入電流及直流側(cè)電壓進(jìn)行采樣，經(jīng)過信號(hào)轉(zhuǎn)換、處理電路后送至控制單元，處理器采用TI公司的DSP芯片DSP28075。

圖17 電感損耗隨功率的變化關(guān)系

表2 樣機(jī)關(guān)鍵參數(shù)

Tab.2 Key parameters of the prototype

為了驗(yàn)證理論分析的正確性，分別在最優(yōu)設(shè)計(jì)點(diǎn)下制作兩種電感磁心，樣機(jī)及磁心如圖18所示。圖18a為實(shí)驗(yàn)樣機(jī)，圖18b為單磁柱拉伸結(jié)構(gòu)電感磁心實(shí)物，圖18c為雙磁柱拉伸結(jié)構(gòu)電感磁心實(shí) 物。兩種磁心的占地面積均為700mm2，高度均為7.2mm。

圖18 樣機(jī)及磁心

母線電壓、二極管VD2電壓、電網(wǎng)電壓和電流波形如圖19所示?？梢钥闯觯陔娋W(wǎng)電壓正半周，二極管VD2常通，并且在過零點(diǎn)附近沒有高頻開關(guān)。輸入電流跟蹤電網(wǎng)電壓的效果良好，實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)校正的功能。

圖19 母線電壓、二極管VD2電壓、電網(wǎng)電壓和電流波形

圖20為輸出功率300W時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。Bus為母線電壓，GS_S2和DS_S2分別為開關(guān)管S2的驅(qū)動(dòng)電壓和漏源極電壓，is為電感電流。母線電壓穩(wěn)定在400V，在電網(wǎng)電壓峰值附近，電感電流工作在BCM，開關(guān)管實(shí)現(xiàn)了零電壓開通。

圖20 輸入300W時(shí)實(shí)驗(yàn)波形

圖21為滿載和半載情況下輸入電流的諧波含量，每次諧波電流均滿足IEC 61000-3-2 Class D的標(biāo)準(zhǔn)，實(shí)驗(yàn)測(cè)試滿載功率因數(shù)為99.7%。

圖22為變換器效率曲線，兩組效率曲線的差別僅在于更換了電感。使用雙磁柱拉伸結(jié)構(gòu)平面電感的滿載效率為97.61%，使用單磁柱拉伸結(jié)構(gòu)平面電感的滿載效率為97.48%，在全負(fù)載范圍內(nèi)，第一種電感的效率比第二種電感大0.1%以上。實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示了雙磁柱拉伸磁心結(jié)構(gòu)的優(yōu)越性。

圖21 輸入電流的諧波含量

圖22 效率曲線

5 結(jié)論

本文針對(duì)高效率、小型化/便攜式、低成本AC-DC電源需求，提出了一種基于低高度平面電感的GaN-Si混合型圖騰柱無橋PFC。

1）提出了GaN-Si混合型圖騰柱無橋PFC，利用工頻Si二極管的慢恢復(fù)特性，為高頻GaN開關(guān)橋臂提供反向電流通路，從而實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。

2）提出了優(yōu)化的磁心結(jié)構(gòu)，能夠減小平面電感的高度，并建立了BCM下PFC電感的損耗計(jì)算模型。

3）給出了電感優(yōu)化設(shè)計(jì)流程，搭建了一臺(tái)400W圖騰柱PFC樣機(jī)，驗(yàn)證了所提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與磁心結(jié)構(gòu)。相比于單磁柱拉伸磁心結(jié)構(gòu)，雙磁柱拉伸磁心結(jié)構(gòu)在全負(fù)載范圍內(nèi)效率提升了0.1%～0.25%。本文所提出的低高度電感磁心結(jié)構(gòu)及電感尺寸優(yōu)化過程，對(duì)于進(jìn)一步提高PFC變換器的效率和功率密度具有一定參考價(jià)值。

致謝：感謝橫店集團(tuán)東磁股份有限公司為本文研究提供高頻磁心。

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Hybrid Totem-Pole Bridgeless Power Factor Corrector Converter with GaN HEMT and Si Diode Based on Low Profile Planar Inductor

（Center for More-Electric-Aircraft Power System Nanjing University of Aeronautics and Astronautics Nanjing 211106 China）

A GaN-Si hybrid totem-pole bridgeless PFC converter based on low profile planar inductor is presented in this paper. With the slow reverse recovery characteristics of the low frequency diode, a reverse current path is provided for high frequency GaN switching leg, so that the critical mode operation and the soft-switching can be achieved. In order to achieve lower height and higher power density, a low-profile planar inductor structure and an optimal design method are presented. The calculation method of inductor core loss and winding loss is presented by decomposing the inductor current in CRM mode, and the inductor dimension is optimized. Finally, a 200～700kHz, 400W PFC converter prototype is built to verify the feasibility and effectiveness of the presented scheme.

Totem-pole power factor corrector, GaN, planar inductor, optimal design

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.201428

TM46

鄒 軍 男，1996年生，碩士，研究方向?yàn)殡娏﹄娮痈哳l磁技術(shù)。E-mail: zoujun@nuaa.edu.cn

吳紅飛 男，1985年生，教授，博士生導(dǎo)師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮痈哳l磁技術(shù)、高能效電力變換技術(shù)、新能源發(fā)電等。E-mail: wuhongfei@nuaa.edu.cn（通信作者）

2020-10-28

2021-01-05

國家自然科學(xué)基金（51977105）、江蘇省自然科學(xué)基金（BK20200017）和江蘇省青藍(lán)工程資助項(xiàng)目。

（編輯 陳 誠）