高珊珊 王懿杰 劉怡寧 徐殿國

針對GaN器件的非對稱雙路同步諧振柵極驅(qū)動電路

高珊珊 王懿杰 劉怡寧 徐殿國

（哈爾濱工業(yè)大學電氣工程系 哈爾濱 150001）

近年來，氮化鎵（GaN）器件憑借其開關(guān)速度快、導通電阻小等優(yōu)點被廣泛應用于電力電子變換器中，與此同時，諧振柵極驅(qū)動電路也受到廣泛的關(guān)注，特別是在高開關(guān)頻率、小功率的應用場合中，用以降低驅(qū)動電路的損耗。然而，與硅器件不同的是，GaN器件的開通閾值電壓相對較低，且沒有體二極管，反向?qū)▔航递^大，因此傳統(tǒng)的諧振柵極驅(qū)動電路不適使用GaN器件。該文針對高頻應用場合中寄生參數(shù)易引起驅(qū)動信號振蕩的問題，結(jié)合GaN器件特點，提出一種非對稱電壓的諧振柵極驅(qū)動電路。此外，對于需要兩個同步開關(guān)的應用場合，如開關(guān)電感變換器等，采用具有兩個二次側(cè)的變壓器實現(xiàn)兩路隔離同相驅(qū)動信號的輸出。該文介紹了諧振柵極驅(qū)動電路的工作原理，并以效率最優(yōu)的原則設計電路參數(shù)，設計一臺開關(guān)頻率為1MHz的驅(qū)動電路樣機，并進行實驗驗證，實驗結(jié)果與理論分析結(jié)果吻合較好。

氮化鎵 諧振驅(qū)動電路 諧振電感 損耗分析

0 引言

高頻率及高功率密度變換器憑借體積小、成本低、動態(tài)響應快等優(yōu)點成為電力電子變換器的發(fā)展趨勢。在高頻率、低功率的應用場合，例如，幾百瓦及以下，開關(guān)管驅(qū)動電路的驅(qū)動損耗對整個變換器有顯著影響[1]。然而，傳統(tǒng)的電壓源型驅(qū)動電路（Conventional Gate Driver, CGD）的損耗隨著開關(guān)頻率的增加而不斷增加。因此，諧振型驅(qū)動電路（Resonant Gate Driver, RGD）在高頻應用中備受關(guān)注[2-4]。

在RGD中，通過設計LC諧振網(wǎng)絡來恢復存儲在功率MOSFET柵源極電容中的能量。RGD的另一個優(yōu)點是具有快速充放電能力，根據(jù)初始電感電流，RGD可分為零初始電流拓撲結(jié)構(gòu)和非零初始電流拓撲結(jié)構(gòu)[5]兩種類型。

近年來，GaN器件由于具有開關(guān)速度快、導通電阻小等優(yōu)點被廣泛應用于高頻電力電子變換器中[6-10]。就器件本身而言，GaN器件的開通閾值電壓比Si器件低，以GaN Systems公司生產(chǎn)的GS61008為例，其開通閾值僅為1.1V。雖然GaN器件本身不需要負壓偏置來保證關(guān)斷，但在高頻條件下，電路中寄生參數(shù)引起的振蕩很容易造成誤動作，因此在高頻應用中，負壓偏置是必不可少的。同時，GaN器件不存在體二極管，反向?qū)〒p耗隨關(guān)斷電壓的增大而增大。因此，傳統(tǒng)的對稱式電壓驅(qū)動電路不適合GaN器件。

同時，隨著光伏系統(tǒng)等應用場合對高電壓增益DC-DC變換器的需求不斷增長，級聯(lián)變換器、開關(guān)電容、開關(guān)電感、耦合電感[11-14]等新技術(shù)逐漸成為研究熱點。其中，開關(guān)電感變換器中有兩個具有同步驅(qū)動信號的開關(guān)管。對于這些變換器，通常需要兩套驅(qū)動電路，增加了驅(qū)動電路的體積、成本和 損耗。

因此，針對上述應用場合，以GaN Systems公司的GaN器件為例，官方推薦的驅(qū)動電壓為6V或6.5V，同時為保證可靠關(guān)斷，應具有一定的負電壓。對驅(qū)動電路而言，需具有較快的開通、關(guān)斷速度；具有諧振網(wǎng)絡，以保證系統(tǒng)效率；并且能夠輸出兩路同相的隔離驅(qū)動信號。

針對高頻應用場合中寄生參數(shù)易引起驅(qū)動信號振蕩的問題，結(jié)合GaN器件特點，本文提出了一種非對稱電壓的諧振柵極驅(qū)動電路。此外，對于需要兩個同步開關(guān)的應用場合，如開關(guān)電感變換器等，采用具有兩個二次側(cè)的變壓器實現(xiàn)兩路隔離同相驅(qū)動信號的輸出。本文首先詳細介紹了所提驅(qū)動電路

的工作原理；其次介紹了諧振電感的設計方法，并分析諧振電感參數(shù)對電路損耗的影響；最后給出了實驗結(jié)果及結(jié)論。

1 工作原理

圖1 基于變壓器的諧振柵極驅(qū)動電路

在一個工作周期內(nèi)，該驅(qū)動電路有6個工作模態(tài)，圖2為諧振驅(qū)動電路工作模態(tài)，圖3為RGD主要電壓和電流波形。開關(guān)管S2、S4在開通時可實現(xiàn)零電壓開通（Zero Voltage Switching, ZVS），S1、S3在關(guān)斷時可實現(xiàn)零電流關(guān)斷（Zero Current Switching, ZCS）。該驅(qū)動電路可有效降低開關(guān)損耗，提升系統(tǒng)效率。模態(tài)分析如下：

圖3 RGD主要電壓電流波形

其中

2 諧振電感設計

2.1 諧振條件

諧振回路需處于欠阻尼狀態(tài)，諧振電感最小值可表示為

2.2 臨界電感

定義當充電電流g諧振為0時，開關(guān)管柵源極電壓gs諧振至最大值的電感值為臨界電感，此時開關(guān)S1、S3可以實現(xiàn)ZCS。設計柵極電壓的上升/下降時間占整個周期的2%，即

式中，d為固有振蕩周期；s為開關(guān)周期。

圖4 不同Lr對應的驅(qū)動電壓電流波形

2.3 防止誤動作條件

圖5 t1、t4時刻柵源極電壓隨諧振電感值變化的曲線

表1 驅(qū)動電路元器件參數(shù)

Tab.1 The parameters of the proposed RGD

3 驅(qū)動電路損耗分析

本文所提出的諧振式柵極驅(qū)動電路的損耗主要包含傳導損耗、開關(guān)損耗、柵極驅(qū)動損耗、輸出電容損耗和移位電路損耗五個部分。

（4）輸出電容損耗。開關(guān)管S1～S4存在漏源極寄生電容oss，充放電過程中會產(chǎn)生相應的損耗，其表達式為

式中，oss_N和oss_P分別為S1及S2的寄生電容。

（5）移位電路損耗。為了使驅(qū)動電路的開通、關(guān)斷電壓與所驅(qū)動開關(guān)管相匹配，增加了電平移位電路。移位電阻1、2上的損耗可表示為

由于1、2電阻為kW級，相比于以上四種損耗，這部分損耗可近似忽略。綜合上述損耗分析，該諧振柵極驅(qū)動電路的總損耗可表示為

圖6 驅(qū)動電路各部分損耗隨諧振電感值變化的曲線

相比之下，考慮Si8271芯片的損耗及柵極電阻的損耗，基于驅(qū)動芯片的硬驅(qū)動電路損耗[15]可表示為

4 實驗結(jié)果

基于上述分析，本文設計了針對GaN器件具有非對稱電壓及兩組同步驅(qū)動信號的1MHz諧振驅(qū)動電路，用以驅(qū)動文獻[14]中提出的高電壓增益非耦合電感Sepic變換器。實驗測得驅(qū)動電路損耗為0.18W。

圖7所示為開關(guān)管S1、S4的驅(qū)動電壓信號，二者間的死區(qū)時間決定了模態(tài)1的時間。在不同工作狀態(tài)下，S1～S4的驅(qū)動信號不會發(fā)生變化。圖8～圖10分別為r=rb、r＜rb、r＞rb三種不同情況下c、d兩點間電壓信號及一路輸出驅(qū)動信號。利用電平移位電路，開通電壓和關(guān)斷電壓分別為+5.3V和-1.3V。實驗結(jié)果與仿真結(jié)果相一致。

圖7 開關(guān)S1、S4的驅(qū)動信號

圖8 vcd電壓及驅(qū)動信號波形（Lr=Lrb）

圖11所示為GaN驅(qū)動信號及其相應的漏源極電壓信號。由圖可知，當開關(guān)管連接到主功率電路時，在關(guān)斷過程中會產(chǎn)生高頻振蕩，由于關(guān)斷電壓為負電平，振蕩的最大值被抑制到1V以下，有效地避免了誤導通。

圖9 vcd電壓及驅(qū)動信號波形（Lr＜Lrb

圖10 vcd電壓及驅(qū)動信號波形（Lr＞Lrb）

圖11 GaN驅(qū)動信號及其漏源極電壓

圖12所示為驅(qū)動電路樣機照片，PCB面積為5cm×2.6cm。

5 結(jié)論

本文針對GaN器件提出了一種具有非對稱電壓和兩個同步驅(qū)動信號的諧振柵極驅(qū)動電路。本文在傳統(tǒng)的諧振驅(qū)動電路的基礎上，增加負電壓以確保可靠關(guān)斷，并采用較小的關(guān)斷電壓以降低損耗。此外，采用具有兩組二次側(cè)的變壓器來產(chǎn)生兩個同步驅(qū)動信號，可應用于如開關(guān)電感變換器等場合。通過優(yōu)化諧振電感參數(shù)，在1MHz開關(guān)頻率下，所提出的諧振驅(qū)動電路損耗相比于基于驅(qū)動芯片的硬驅(qū)動電路損耗可減小73.8%。

圖12 驅(qū)動電路樣機照片

附 錄

由于諧振回路當中寄生電阻的存在，諧振回路可以近似簡化為RLC諧振，其電壓電流波形不是標準的正弦波。以充電過程為例，可以將充電回路簡化為驅(qū)動電路充電過程等效回路如附圖1所示。

附圖1 驅(qū)動電路充電過程等效回路

Fig.App.1 Equivalent circuit of the drive circuit during charing process

欠阻尼振蕩條件如式（4）所示，由此可解得模態(tài)1和模態(tài)4中柵極電壓隨時間變化的表達式分別為

在柵極充電電流g諧振至零時，柵源極電壓gs恰好諧振至最大值，即

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Resonant Gate Driver with Asymmetrical Voltage and Two Synchronous Drive Signals for GaN Switches

（Department of Electrical Engineering Harbin Institute of Technology Harbin 150001 China）

Commercial gallium nitride (GaN) switches are widely used in power electronic converters recently years due to their advantages such as fast switching speed and low turn-on resistance. Accordingly, resonant gate drivers are adopted to reduce drive loss in high frequency and low power applications. However, different from Si switches, the turn-on threshold voltage of GaN switches is quite low and GaN switches have no body diode, which causes large reverse voltage drop. Therefore, traditional resonant gate drivers are not suitable for GaN switches. In order to solve the drive signal oscillation caused by parasitic parameters in high frequency applications, a resonant gate driver with asymmetrical voltage is proposed in this paper. Besides, for applications that require two synchronous switches, such as switch inductor converters, a transformer with two groups of secondary sides is added. The working principles are presented and parameters are optimized for lower loss. A 1MHz prototype is designed for experimental verification. The experimental results are in good agreement with the theoretical analysis.

GaN, resonant gate driver, resonant inductor, loss analysis

10.19595/j.cnki.1000-6753.tces.L90138

TM46

高珊珊 女，1992年生，博士研究生，研究方向為高頻功率變換器。E-mail: gaoshanshanhit@163.com

王懿杰 男，1982年生，教授，博士生導師，研究方向為高頻、超高頻功率變換器及無線電能傳輸技術(shù)。E-mail: wangyijie@hit.edu.cn（通信作者）

2020-06-30

2021-01-20

國家自然科學基金資助項目（51777038）。

（編輯 陳 誠）