劉 勇，沈貴妃，章 兢,2，盤宏斌，馬士翔

(1.湘潭大學(xué)自動(dòng)化與電子信息學(xué)院，湖南 湘潭 411105；2.湖南大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，湖南 長沙 410082)

1 引言

傳統(tǒng)化石能源短缺和環(huán)境污染問題成為制約世界經(jīng)濟(jì)發(fā)展的兩大阻礙[1]。具有污染少、可靠性高、能源利用效率高等優(yōu)點(diǎn)的可再生能源和分布式發(fā)電成為應(yīng)對能源、資源短缺的有效途徑[2，3]。目前，微電網(wǎng)技術(shù)作為可再生能源和分布式發(fā)電的有效利用形式已成為研究的熱點(diǎn)[4]。在微電網(wǎng)中，逆變器是連接分布式電源(Distributed Generation,DG)和各種負(fù)載的樞紐，其對系統(tǒng)的穩(wěn)定起到關(guān)鍵作用。當(dāng)離網(wǎng)逆變器中出現(xiàn)非線性負(fù)載和不平衡負(fù)載等強(qiáng)擾動(dòng)時(shí)，傳統(tǒng)自抗擾控制(Active Disturbance Rejection Control，ADRC)的抗擾性能還有待提升。因此，研究如何提高微網(wǎng)逆變系統(tǒng)的抗擾能力具有現(xiàn)實(shí)意義。

近年來，為了提高微網(wǎng)逆變器的抗擾性能，很多學(xué)者都提出了針對含擾動(dòng)系統(tǒng)的控制方法，如自適應(yīng)控制[5，6]、魯棒控制[7，8]、滑?？刂芠9-11]等。自適應(yīng)控制能通過自適應(yīng)控制律來設(shè)計(jì)參數(shù)，可較好地處理參數(shù)不確定性，但擾動(dòng)很大時(shí)的抗擾能力不足。魯棒控制可以較好地解決未建模動(dòng)態(tài)和擾動(dòng)的問題，但魯棒控制是高增益控制，可能受到高頻噪聲的影響?；？刂颇苡行У氐挚刮唇?dòng)態(tài)、參數(shù)攝動(dòng)引起的干擾和不確定，實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)在滑模面上的漸進(jìn)穩(wěn)定，但是傳統(tǒng)滑模控制包含不連續(xù)控制會(huì)產(chǎn)生抖振。在處理擾動(dòng)帶來的不確定性時(shí)，這些方法因?yàn)樘囟ǖ木窒扌圆焕诠こ虒?shí)用[12]。ADRC是韓京清先生針對比例-積分-微分(Proportion Integral Derivative,PID)控制器中存在的問題而提出的一種非線性控制策略，ADRC可以將系統(tǒng)中未建模動(dòng)態(tài)、不確定動(dòng)態(tài)和外部擾動(dòng)全部視為總擾動(dòng)，通過擴(kuò)張狀態(tài)觀測器(Extended State Observer,ESO)對總擾動(dòng)進(jìn)行實(shí)時(shí)估計(jì)及補(bǔ)償，從而消除擾動(dòng)對系統(tǒng)的影響[13-15]。因此，ADRC不依賴于精確的數(shù)學(xué)模型，具有算法簡單、魯棒性強(qiáng)、動(dòng)態(tài)性能好等優(yōu)點(diǎn)[16]。而ADRC中非線性結(jié)構(gòu)的理論分析困難，計(jì)算復(fù)雜度高，控制器需要調(diào)節(jié)的參數(shù)多[17]。將ESO和狀態(tài)誤差反饋律(State Error Feedback,SEF)這兩個(gè)主要部分進(jìn)行線性化處理，提出了線性自抗擾(Linear Active Disturbance Rejection Control，LADRC)，通過對觀測器帶寬和控制器帶寬進(jìn)行調(diào)節(jié)就能確定控制器的參數(shù)，方法簡單，效果較好[18，19]。擴(kuò)張狀態(tài)觀測器(Linear Extended State Observer,LESO)是LADRC的核心部分，其能實(shí)時(shí)估計(jì)系統(tǒng)中的總擾動(dòng)，總擾動(dòng)的反饋補(bǔ)償環(huán)節(jié)也依賴于LESO，因此，LESO的觀測能力直接決定了LADRC系統(tǒng)的控制精度。為了保證足夠高的觀測精度，需要盡可能地增大觀測帶寬[20]。但是，高觀測帶寬可能帶來初始尖峰現(xiàn)象，估計(jì)尖峰會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)動(dòng)態(tài)性能下降[21]。另外，文獻(xiàn)[12]分析了增大觀測器帶寬可提高跟蹤性能，但是也會(huì)放大高頻噪聲，導(dǎo)致系統(tǒng)控制量受噪聲的影響產(chǎn)生大幅度的高頻振顫。因此，在系統(tǒng)中出現(xiàn)強(qiáng)擾動(dòng)時(shí)，不能只靠增大觀測帶寬來提高控制性能。為了增強(qiáng)抗擾能力，有很多學(xué)者提出了不同的改進(jìn)方案。文獻(xiàn)[22]和文獻(xiàn)[23]通過設(shè)計(jì)時(shí)變增益觀測器來保證觀測誤差收斂，并且有效抑制ESO高觀測帶寬帶來的“初始微分峰值”現(xiàn)象，提高了觀測精度。文獻(xiàn)[24]設(shè)計(jì)改進(jìn)二階LADRC，在LESO中引入輸出電壓誤差微分項(xiàng)，增加觀測帶寬以提高LESO的擾動(dòng)觀測能力，并在LESO中引入一階慣性環(huán)節(jié)，增強(qiáng)高頻噪聲抑制能力，改進(jìn)的LADRC具有較好的抗擾能力。上述文獻(xiàn)都是從ESO層面來提高系統(tǒng)的抗擾能力，較少有文獻(xiàn)對控制律進(jìn)行研究。

綜上，本文針對存在強(qiáng)擾動(dòng)的離網(wǎng)逆變器系統(tǒng)，提出誤差符號(hào)魯棒積分(Robust Integral of the Sign of the Error，RISE)控制律和LADRC相結(jié)合的電壓控制策略。首先，對離網(wǎng)逆變器建立數(shù)學(xué)模型，根據(jù)逆變器模型建立被控對象為輸出電壓的LADRC模型。然后，分析了當(dāng)系統(tǒng)中出現(xiàn)強(qiáng)擾動(dòng)時(shí)，有限的觀測帶寬不能準(zhǔn)確地估計(jì)擾動(dòng)，LADRC的控制精度會(huì)受其影響。其次，為了減小控制器對LESO的依賴，本文通過設(shè)計(jì)抗擾能力更強(qiáng)的RISE控制律來代替線性誤差反饋律，RISE控制中的反饋增益能有效地抑制擾動(dòng)對系統(tǒng)的影響[25，26]，提高系統(tǒng)的控制性能，并利用Lyapunov理論證明了所提控制策略的穩(wěn)定性。最后，仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明，相比傳統(tǒng)LADRC控制，本文所提的RISE-LADRC控制對輸出電壓的跟蹤精度更高，增強(qiáng)了逆變器系統(tǒng)的抗擾能力。

2 微網(wǎng)逆變器建模及LADRC控制器設(shè)計(jì)

2.1 微網(wǎng)逆變器建模

離網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)如圖1所示，本文中逆變器采用LC型濾波器進(jìn)行濾波，DG是分布式電源；Lf、Cf、rf分別為濾波電感、濾波電容和濾波電感寄生電阻；uabc是逆變器橋臂側(cè)三相輸出電壓；uoabc是逆變器三相輸出電壓；iLabc是濾波電感三相輸出電流；iCabc是濾波電容三相輸出電流；ioabc是逆變器三相輸出電流；uodq是逆變器輸出三相電壓在dq軸的分量；vodq分別是三相參考電壓在dq軸的分量。

圖1 離網(wǎng)逆變器控制框圖Fig.1 Block diagram of off-grid inverter control

根據(jù)圖1的離網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)，建立LC型離網(wǎng)逆變器在dq坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型。

dq坐標(biāo)系下逆變器的數(shù)學(xué)模型為：

(1)

(2)

式中，ud、uq分別為逆變器橋臂側(cè)電壓在d、q軸分量；uod、uoq分別為逆變器輸出電壓在d、q軸分量；iLd、iLq分別為濾波電感電流在d、q軸分量；iod、ioq分別為輸出電流在d、q軸分量；ω為電網(wǎng)電壓的角頻率。

2.2 基于LADRC的電壓控制

對式(2)求導(dǎo)后將式(1)代入得二階微分方程：

(3)

根據(jù)式(3)中逆變器系統(tǒng)的輸出電壓uod和uoq來設(shè)計(jì)LADRC控制器，由于d、q軸方程具有對偶關(guān)系，下文中只對d軸進(jìn)行分析，q軸的分析類似[27]。

由式(3)可知，離網(wǎng)逆變器系統(tǒng)的LADRC被控對象模型表示如下:

(4)

式中，uod為被控目標(biāo)；b0為控制增益，b0=KPWM/LfCf；KPWM為逆變器增益；u為電壓控制信號(hào)d軸分量；f為系統(tǒng)總擾動(dòng)。

(5)

將式(4)中的f作為擴(kuò)張狀態(tài)變量，根據(jù)式(4)建立擴(kuò)張系統(tǒng)的狀態(tài)空間表達(dá)式：

(6)

式中，x1、x2、x3為系統(tǒng)的狀態(tài)變量；y為系統(tǒng)輸出；x1=uod為逆變器輸出電壓；x2為逆變器輸出電壓的微分；x3=f為系統(tǒng)總擾動(dòng)；h為總擾動(dòng)f的微分。

建立LESO擴(kuò)張狀態(tài)觀測器：

(7)

可以求出式(7)的特征方程：

λ(s)=s3+β1s2+β2s+β3

(8)

根據(jù)文獻(xiàn)[19]，當(dāng)特征方程為理想狀態(tài)時(shí)，λ(s)=(s+ωo)3。

β1=3ωo,β2=3ωo2,β3=ωo3

(9)

取前饋控制為：

(10)

將式(10)代入式(6)，可得

(11)

LSEF設(shè)計(jì)如下：

u0=kp(vod-z1)-kdz2

(12)

式中，kp和kd為控制增益，都是正數(shù)。

傳統(tǒng)LADRC控制器由跟蹤微分器(Tracking Differentiator,TD)、LESO、LSEF組成。本文中不使用TD，最終可以得到，傳統(tǒng)LADRC控制器的整體結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 傳統(tǒng)LADRC整體控制圖Fig.2 Block diagram of traditional LADRC control

3 設(shè)計(jì)RISE-LADRC控制器

3.1 設(shè)計(jì)RISE控制律

(13)

定義RISE控制律的誤差變量為：

(14)

式中，α1和α2是RISE控制的控制增益。

將式(13)代入式(14)中得：

(15)

結(jié)合式(13)～式(15)得：

(16)

結(jié)合式(14)對式(16)做變換，可得：

(17)

將式(11)、式(15)代入式(17)中：

(18)

對式(18)求導(dǎo)，結(jié)合式(14)和式(15)，可得

(19)

(20)

假設(shè)擾動(dòng)Nd存在如下關(guān)系：

‖Nd‖≤ξ1

(21)

(22)

式中，‖·‖為2范數(shù)。

引理1[28]：定義輔助變量L(t)為

L(t)=r(Nd-βsgn(e2))

(23)

如果符號(hào)函數(shù)增益β滿足以下條件：

(24)

定義的輔助函數(shù)P(t)為：

(25)

則有P(t)恒大于0。

輔助函數(shù)P(t)的導(dǎo)數(shù)為：

(26)

定義李雅普諾夫函數(shù)為：

(27)

對式(27)求導(dǎo)，結(jié)合式(14)、式(15)和式(26)得出：

(28)

令

(29)

對式(29)進(jìn)行積分，結(jié)合式(14)，則可以得到RISE控制律為：

(30)

式中，α1、α2、ks為控制增益；β為符號(hào)函數(shù)增益。

3.2 設(shè)計(jì)RISE-LADRC控制器

本文中的RISE-LADRC控制器由LESO和RISE控制律組成。根據(jù)式(7)、式(10)、式(14)和式(30)可以得到RISE-LADRC控制器的結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 RISE-LADRC控制結(jié)構(gòu)圖Fig.3 RISE-LADRC control structure diagram

4 穩(wěn)定性分析

定理1給定一個(gè)系統(tǒng)如式(11)所示，若在滿足式(24)的前提下，通過調(diào)節(jié)控制增益α1、α2和ks使其滿足如下關(guān)系：

(31)

則式(30)中提出的RISE控制律能夠保證e1、e2和r有界。

證明：根據(jù)穩(wěn)定性分析，選取李雅普諾夫函數(shù)如式(27)所示。

將式(29)代入式(28)可得出：

(32)

文獻(xiàn)[29]中證明被控對象的動(dòng)態(tài)模型未知且擾動(dòng)有界時(shí)，ESO的估計(jì)誤差是有界的，即存在：

(33)

?為一個(gè)有限正數(shù)。

z=[e1e2r]T

(34)

(35)

根據(jù)式(31)、式(34)和式(35)，定義如下緊集：

(36)

實(shí)現(xiàn)e1、e2和r有界的前提是控制增益α1、α2和ks滿足式(31)，且根據(jù)式(36)可知，控制增益α1、α2和ks的取值越大則收斂速度越快，故控制增益α1、α2和ks的值可適當(dāng)取大一點(diǎn)。

5 仿真及實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

5.1 仿真驗(yàn)證

為了驗(yàn)證本文提出的RISE-LADRC電壓控制策略的可行性和有效性，基于Matlab/Simulink仿真平臺(tái)，搭建三相離網(wǎng)逆變器系統(tǒng)仿真模型。表1～表3分別為逆變器仿真參數(shù)、二階RISE-LADRC控制器參數(shù)、二階傳統(tǒng)LADRC控制器參數(shù)。

表1 逆變器仿真參數(shù)Tab.1 Inverter simulation parameters

表2 二階RISE-LADRC控制器參數(shù)Tab.2 Second-order RISE-LADRC controller parameters

當(dāng)離網(wǎng)逆變器系統(tǒng)出現(xiàn)不平衡負(fù)載和非線性負(fù)載工況時(shí)，分別采用RISE-LADRC、傳統(tǒng)LADRC兩種不同控制策略對上述工況進(jìn)行仿真對比分析。

表3 二階傳統(tǒng)LADRC控制器參數(shù)Tab.3 Second-order traditional LADRC controller parameters

工況1：不平衡負(fù)載

0～0.1 s系統(tǒng)僅接入P=10 kW、Q=200 Var的公共負(fù)載，在0.1s時(shí)在負(fù)載端a相和c相間接入一個(gè)電阻Rb模擬不平衡負(fù)載。

圖4(a)、圖4(b)分別為兩種不同控制策略下的三相輸出電壓波形圖，0.1 s前負(fù)載端只接有公共負(fù)載，RISE-LADRC和傳統(tǒng)LADRC中三相電壓波形都比較平滑；0.1 s接入Rb=30 Ω的不平衡負(fù)載后，圖4(a)中RISE-LADRC的三相輸出電壓波形發(fā)生微小抖動(dòng)，迅速恢復(fù)到較好的平衡狀態(tài)；圖4(b)中傳統(tǒng)LADRC的三相輸出電壓波形出現(xiàn)明顯的不平衡現(xiàn)象。圖4(c)和圖4(d)分別為0.1 s時(shí)接入20 Ω、30 Ω、40 Ω、50 Ω的不平衡負(fù)載情況下的輸出電壓不平衡度對比圖；圖4(c)和圖4(d)分別為兩種不同控制策略下，不同阻值的負(fù)載對應(yīng)的輸出電壓的不平衡度圖，由圖4(c)可知，RISE-LADRC輸出電壓的不平衡度受不平衡負(fù)載的影響較小，達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)輸出電壓不平衡度皆低于0.5 %；由圖4(d)可知，傳統(tǒng)LADRC控制時(shí)，接入的不平衡負(fù)載阻值越小，對輸出電壓不平衡度的影響越大，達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)輸出電壓不平衡度都高于0.5 %，最高達(dá)到1.9 %。綜上分析，RISE-LADRC控制能更有效地抑制不平衡負(fù)載帶來的電壓不平衡現(xiàn)象。

圖4 接入不平衡負(fù)載結(jié)果對比Fig.4 Comparison of results with two-phase unbalanced load

不平衡負(fù)載Rb=30 Ω的情況下，圖5(a)為兩種不同控制策略下d軸輸出電壓響應(yīng)時(shí)間圖，其中，RISE-LADRC輸出電壓的響應(yīng)時(shí)間為0.002 8 s，而傳統(tǒng)LADRC輸出電壓的響應(yīng)時(shí)間為0.014 s；圖5(b)為兩種不同控制策略下d軸輸出電壓的跟蹤誤差對比圖，RISE-LADRC輸出電壓標(biāo)幺值的波動(dòng)范圍為0.996～1.005 pu；傳統(tǒng)LADRC輸出電壓標(biāo)幺值的波動(dòng)范圍為0.979～1.022 pu。綜上可知，RISE-LADRC的快速性更好、跟蹤誤差更小、跟蹤精度更高。

圖5 不平衡負(fù)載條件下的動(dòng)態(tài)性能圖Fig.5 Dynamic performance graph under non-linear load conditions

工況2：非線性整流負(fù)載

0～0.1 s系統(tǒng)僅接入P=10 kW、Q=200 Var的公共負(fù)載，在0.1 s時(shí)在負(fù)載端接入一個(gè)整流負(fù)載Rf模擬三相非線性負(fù)載。

圖6(a)、圖6(b)分別為兩種不同控制策略下三相輸出電壓波形圖，0.1 s前負(fù)載端只接有公共負(fù)載，RISE-LADRC和傳統(tǒng)LADRC中三相電壓波形都比較平滑，波形畸變較小；0.1 s接入Rf=30 Ω的非線性負(fù)載后，兩種控制策略都能使系統(tǒng)保持穩(wěn)定運(yùn)行。但是，由圖6(c)和圖6(d)可知，RISE-LADRC的三相輸出電壓總諧波失真(Total Harmonic Distortion，THD)為2.58 %，傳統(tǒng)LADRC的三相輸出電壓THD為4.52 %，傳統(tǒng)LADRC的三相輸出電壓波形發(fā)生更加嚴(yán)重的畸變。圖6(e)為0.1s時(shí)分別接入25 Ω、30 Ω、35 Ω、40 Ω、45 Ω、50 Ω、55 Ω、60 Ω的非線性負(fù)載，不同阻值對應(yīng)RISE-LADRC的三相輸出電壓THD分別為2.96 %、2.58 %、2.28 %、2.08 %、1.88 %、1.73 %、1.59 %、1.51 %，不同阻值對應(yīng)傳統(tǒng)LADRC的三相輸出電壓THD分別為5.17 %、4.52 %、3.99 %、3.57 %、3.28 %、3.04 %、2.79 %、2.61 %。綜上分析，在接入不同阻值的非線性負(fù)載情況下，RISE-LADRC對諧波的抑制能力強(qiáng)于傳統(tǒng)LADRC。

圖6 接入三相非線性負(fù)載結(jié)果對比Fig.6 Comparison of results with three-phase nonlinear load

非線性負(fù)載Rf=30 Ω的情況下，圖7(a)為兩種控制策略下d軸輸出電壓響應(yīng)時(shí)間圖，其中，RISE-LADRC輸出電壓的響應(yīng)時(shí)間為0.003 5 s，而傳統(tǒng)LADRC的響應(yīng)時(shí)間為0.015 s；圖7(b)為兩種不同控制策略下d軸輸出電壓的跟蹤誤差對比圖，RISE-LADRC輸出電壓標(biāo)幺值的波動(dòng)范圍為0.991～1.005 pu，傳統(tǒng)LADRC輸出電壓標(biāo)幺值的波動(dòng)范圍為0.982～1.015 pu。綜上可知，RISE-LADRC的快速性更好、跟蹤誤差更小、跟蹤精度更高。

圖7 非線性負(fù)載條件下動(dòng)態(tài)性能圖Fig.7 Dynamic performance graph under non-linear load conditions

5.2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了進(jìn)一步驗(yàn)證所提控制策略的正確性和可行性，使用青銅劍科技公司實(shí)驗(yàn)設(shè)備搭建了LC型離網(wǎng)逆變器系統(tǒng)樣機(jī)，如圖8所示。逆變器系統(tǒng)采用三相全橋電路，硬件包括控制器、驅(qū)動(dòng)保護(hù)電路和采樣電路。實(shí)驗(yàn)控制芯片采用TI公司生產(chǎn)的TMS320F28335芯片，PWM波由TMS320F28335芯片的ePWM模塊生成，主電路和控制器的參數(shù)與仿真保持一致。

圖8 實(shí)驗(yàn)樣機(jī)Fig.8 Experimental prototype

為了驗(yàn)證本文提出的RISE-LADRC控制策略對帶不平衡負(fù)載擾動(dòng)的抑制能力，在負(fù)載端接入50 %線性平衡負(fù)載，再在ac相跨接30 Ω電阻模擬不平衡負(fù)載，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖9所示。圖9(a)、圖9(b)分別為不平衡負(fù)載工況下的三相輸出電壓、電流波形?？梢钥闯?，在不平衡負(fù)載條件下，本文提出的RISE-LADRC控制策略能保證逆變器三相輸出電壓保持平衡。

圖9 帶不平衡負(fù)載的輸出電壓、電流波形Fig.9 Output voltage and current waveforms with unbalanced load

圖10 帶非線性負(fù)載的輸出電壓、電流波形Fig.10 Output voltage and current waveforms with nonlinear load

為了驗(yàn)證本文所提控制策略對帶非線性負(fù)載擾動(dòng)的抑制能力，在負(fù)載端接入三相整流橋，三相整流負(fù)載電阻為60 Ω，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖10所示。圖10為三相整流非線性負(fù)載工況下的逆變器三相輸出電壓和a相輸出電流波形，受非線性負(fù)載的影響，三相輸出電壓均發(fā)生畸變，本文提出的RISE-LADRC控制策略的電壓波形THD為2.31 %。

圖11 線性負(fù)載由空載到滿載的輸出電壓、電流波形Fig.11 Output voltage and current waveforms of linear load from no load to full load

圖12 線性負(fù)載由滿載到空載的輸出電壓、電流波形Fig.12 Output voltage and current waveforms of linear load from full load to no load

圖11和圖12分別為逆變器線性負(fù)載從空載變化到滿載、滿載變化到空載時(shí)a相輸出電壓和電流波形，由此可知，所提控制策略在負(fù)載切換過程中輸出電壓大小基本保持不變，輸出電流始終保持穩(wěn)定，且無超調(diào)現(xiàn)象。

綜上分析可得，在不平衡負(fù)載、非線性負(fù)載以及負(fù)載切換等擾動(dòng)情況下，本文所提的控制策略表現(xiàn)出較好的抗擾能力?？梢哉f明，所提控制策略能有效地加強(qiáng)擾動(dòng)抑制能力，使得系統(tǒng)具有較好的抗擾性能，驗(yàn)證了本文提出的控制策略的可行性。

6 結(jié)論

當(dāng)離網(wǎng)逆變器中出現(xiàn)不平衡負(fù)載和非線性負(fù)載等強(qiáng)擾動(dòng)時(shí)，傳統(tǒng)LADRC的抗擾能力不足，針對此問題，本文提出一種新型RISE-LADRC控制策略，其中LADRC和RISE都不依賴精確的數(shù)學(xué)模型。所提RISE-LADRC控制策略通過LESO實(shí)時(shí)估計(jì)系統(tǒng)中的總擾動(dòng)，結(jié)合RISE控制有效地抑制擾動(dòng)，提高系統(tǒng)的跟蹤性能，并通過李雅普諾夫穩(wěn)定性定理驗(yàn)證了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。在LESO觀測帶寬一定的情況下，對RISE-LADRC控制策略和傳統(tǒng)LADRC控制策略進(jìn)行仿真對比分析。仿真結(jié)果表明，系統(tǒng)中存在強(qiáng)擾動(dòng)時(shí)，RISE-LADRC控制策略的輸出電壓畸變率更低，輸出電壓能準(zhǔn)確地跟蹤參考輸入，達(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)的快速性更好，有效地降低了強(qiáng)擾動(dòng)對跟蹤性能的影響。因此，本文提出的RISE-LADRC控制策略具有更好的抗擾能力和動(dòng)態(tài)響應(yīng)性能。