高曉強(qiáng)，曹振坤，張加程

（中國電子科技集團(tuán)公司第十三研究所，河北 石家莊 050051）

0 引言

隨著通信、雷達(dá)等領(lǐng)域的不斷發(fā)展，對鎖相環(huán)的要求越來越高，與整數(shù)鎖相環(huán)相比，小數(shù)鎖相環(huán)可以在采用較大鑒相頻率（保證相位噪聲）的情況下實(shí)現(xiàn)頻率細(xì)步進(jìn)，因此小數(shù)鎖相環(huán)是鎖相領(lǐng)域不可缺少的一部分，但是小數(shù)鎖相環(huán)會引入小數(shù)雜散，如果雜散幅度過高就會影響整個頻率源系統(tǒng)的指標(biāo)，因此探究小數(shù)鎖相環(huán)小數(shù)雜散的位置以及改善小數(shù)雜散的方法是非常必要的[1]。

1 小數(shù)分頻實(shí)現(xiàn)方式

在一定時間T總內(nèi)，輸出的脈沖個數(shù)為M個，那么每個脈沖的平均周期為：T總/M，如圖1所示。假設(shè)總時間為T總，那么第一個脈沖的平均周期為T總/6；第二個脈沖的平均周期為T總/5；第三個脈沖的平均周期為T總/4,如圖1所示。

圖1 相同時間不同脈沖個數(shù)

假設(shè)分頻器的輸入頻率為f2，輸出頻率為f1，那么該分頻器的分頻比為f2/f1,如果f2/f1為整數(shù)，那么此分頻為整數(shù)分頻；如果f2/f1為小數(shù)，那么此分頻為小數(shù)分頻。

假設(shè)分頻比f2/f1的整數(shù)部分為N，真分?jǐn)?shù)部分為b/a。則要想實(shí)現(xiàn)該分頻比最簡單的方式為：首先有b個（N+1）分頻，然后接（a-b）個N分頻，則在這個大周期內(nèi)總共產(chǎn)生的脈沖個數(shù)為a個，所用時間為：(b*(N+1)+(ab)*N)*Tclk=(a*N+b)* Tclk，平均每個脈沖的周期、頻率以及實(shí)現(xiàn)的分頻比如下所示：

從上式中可以看出，在一個大周期內(nèi)該分頻器實(shí)現(xiàn)了所需的小數(shù)分頻[2]。

具體小數(shù)模式的原理框圖如圖2所示，在原來的整數(shù)分頻器模塊上增加ΔΣ調(diào)制。假設(shè)a計數(shù)器的值為a，b計數(shù)器的值為b(a＞b),那么分頻器實(shí)現(xiàn)分頻比為：N+b/a。假設(shè)a計數(shù)器的位數(shù)為K位，那么分頻器能夠?qū)崿F(xiàn)的最小的小數(shù)[3]為：1/2K。

圖2 小數(shù)模式原理框圖

2 小數(shù)鎖相環(huán)各階雜散點(diǎn)位置

2.1 小數(shù)分頻調(diào)制模式引入的雜散

小數(shù)分頻實(shí)現(xiàn)的過程，如果是周期性的N分頻和N+1分頻，那么這個周期性的信號必然產(chǎn)生一雜散信號調(diào)制在輸出頻率上。該雜散信號與ΔΣ調(diào)制的調(diào)制方式直接相關(guān)，消除該雜散信號的方式為利用算法將小數(shù)分頻的實(shí)現(xiàn)過程隨機(jī)化。

2.2 系統(tǒng)非線性引入的雜散

小數(shù)模式雖然在宏觀上看實(shí)現(xiàn)了小數(shù)分頻。但是從單個周期看，其實(shí)鎖相環(huán)一直處于失鎖重新鎖定的過程，所以小數(shù)模式下輸出頻率的相位一直在變化，且鎖相環(huán)處于動態(tài)鎖定過程中，電荷泵上下偏電流一直處于工作狀態(tài)。但是從頻譜上看，鎖相環(huán)處于“鎖定狀態(tài)”，因此我們假定鎖相環(huán)處于穩(wěn)定中。分頻器的分頻比實(shí)際為整數(shù)，因此在整個系統(tǒng)中同時存在鑒相信號以及它的高次諧波K*fpd（其中K為整數(shù)，fpd為鑒相頻率），和進(jìn)入N/(N+1)分頻器信號的頻率fvco及其高次諧波分量。

由于系統(tǒng)的非線性，VCO的主頻及各次諧波就會和鑒相信號的各階高次諧波相互交調(diào)產(chǎn)生各階雜散。

一階小數(shù)雜散：fvco與鑒相信號高次諧波交調(diào)產(chǎn)生。

二階小數(shù)雜散：2*fvco與鑒相信號高次諧波交調(diào)產(chǎn)生

三階小數(shù)雜散：3*fvco與鑒相信號高次諧波交調(diào)產(chǎn)生。

n階小數(shù)雜散：VCO的n次諧波n*fvco與鑒相信號高次諧波交調(diào)產(chǎn)生。

3 小數(shù)雜散優(yōu)化方法

3.1 已知輸出頻率和環(huán)路帶寬

在已知輸出頻率和環(huán)路帶寬情況下，可以通過改變鑒相頻率的方式改變雜散點(diǎn)的位置（具體計算方式已給出），使關(guān)心的雜散點(diǎn)位于環(huán)路以外，從而利用環(huán)路將該雜散點(diǎn)抑制掉。一個應(yīng)用實(shí)例如下所示：

實(shí)例：輸出頻率：12051MHz；外置5分頻器；鑒相頻率：10MHz

輸出頻率：12051MHz；外置5分頻；鑒相頻率：40MHz

從上述實(shí)例中可以看出，同樣鎖定12051MHz頻點(diǎn)，當(dāng)選取40MHz鑒相頻率時，各階雜散點(diǎn)距離主頻最近的位置為9.4MHz，遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于環(huán)路帶寬，因此可以通過環(huán)路很好的將小數(shù)雜散抑制掉。

3.2 已知輸出頻率和鑒相頻率

在已知輸出頻率和鑒相頻率的情況下，小數(shù)雜散點(diǎn)的位置都已固定（具體計算方式已給出），此時可以選取合適的環(huán)路帶寬使關(guān)心的雜散點(diǎn)處于環(huán)路以外，從而利用環(huán)路將該雜散點(diǎn)抑制掉。應(yīng)用實(shí)例如下所示：

實(shí)例：輸出頻率：12076MHz；外置5分頻；鑒相頻率：10MHz

根據(jù)上述計算結(jié)果，距離主頻最近的雜散點(diǎn)位置為400kHz，因此在設(shè)計過程中，將環(huán)路濾波器的帶寬選取為小于400KHz，那么就可以很好抑制一階、二階、三階雜散。

3.3 通過調(diào)偏電荷泵的方法改善小數(shù)雜散

小數(shù)模式下電荷泵上下偏電流一直處于工作狀態(tài)，但是電荷泵的上下偏電流由于工藝問題不可能做到完成對稱(上偏電流由PMOS鏡像，下偏電流由NMOS鏡像)，此時由于電荷泵電流不對稱，會導(dǎo)致電荷泵的線性度變差，從而惡化小數(shù)鎖相環(huán)的雜散性能[4]，電荷泵工作原理如圖3所示：此時可以使鑒相器運(yùn)行在有一定限制的相差下，這種相差條件下能夠使鑒相器VCO輸入信號的相位或者參考輸入信號的相位始終處于超前的狀態(tài)，從而降低電荷泵的非線性，改善小數(shù)雜散性能。假設(shè)電荷泵的offset上偏電流打開，由于offset 電流不由鑒相器開關(guān)控制，所以整個鑒相周期T內(nèi)它都一直給環(huán)路充電，假設(shè)鎖相環(huán)處于鎖定狀態(tài),周期T內(nèi)充的電荷量為Q1=T*Ioffset，要想達(dá)到平衡則需要放掉這些電荷，放電時間為detaT=Q1/I。在此種工作模式下，如果offset電流過大則有可能導(dǎo)致電荷在一個周期內(nèi)無法達(dá)到平衡，從而導(dǎo)致失鎖，如果offset電流過小則可能改善效果不明顯[5]。

圖3 鑒相器內(nèi)電荷泵架構(gòu)

4 產(chǎn)品制作及測試

利用文中給出的方法對一款小鎖鎖相環(huán)產(chǎn)品進(jìn)行了設(shè)計并生產(chǎn)，其中鑒相頻率為10MHz，鎖定頻率為12.076GHz，產(chǎn)品最終封裝為12mm*15mm*3mm，產(chǎn)品照片如圖4所示：

圖4 鑒相器內(nèi)電荷泵架構(gòu)

雜散頻譜測試如圖5所示：

圖5 頻譜測試結(jié)果

從測試結(jié)果中可以看出，各階小數(shù)雜散均小于-60dBc，性能指標(biāo)良好。

5 結(jié)論

本文分析了小數(shù)分頻的產(chǎn)生機(jī)理及實(shí)現(xiàn)方式。然后基于該理論推導(dǎo)出了小數(shù)雜散點(diǎn)具體的分布位置。根據(jù)上述分析的結(jié)論，可以很好的指導(dǎo)我們選擇合適的鑒相頻率或者環(huán)路帶寬從而獲得優(yōu)良的小數(shù)雜散性能。最后根據(jù)小數(shù)工作機(jī)理給出一種優(yōu)化小數(shù)雜散的方法，并利用實(shí)例驗(yàn)證了該方法的有效性。