劉穎斌， 韋保林， 韋雪明， 徐衛(wèi)林， 段吉海

(桂林電子科技大學 廣西精密導航技術與應用重點實驗室，廣西 桂林 541004)

當今社會，GNSS接收機、便攜式數(shù)字電視廣播設備和通信系統(tǒng)發(fā)揮著越來越重要的作用。鎖相環(huán)(PLL)作為這些設備的關鍵部分，它的性能好壞直接影響整個系統(tǒng)的工作情況[1]。電荷泵作為PLL的關鍵部分，其作用是把鑒頻鑒相器(PFD)輸出的數(shù)字信號轉化為穩(wěn)定的模擬電流。在以往的研究和設計中，多數(shù)研究通過在電荷泵中加入運算放大器來降低電荷泵的失配率[2]，增大電荷泵的匹配范圍[3]。然而，這種方案只能保證電荷泵在常溫時具有穩(wěn)定的輸出電流，隨著溫度的大范圍變化，MOS管的飽和區(qū)電流會發(fā)生變化，電荷泵的輸出電流也會發(fā)生變化，這將會導致鎖相環(huán)系統(tǒng)的環(huán)路帶寬和峰峰值抖動周期發(fā)生波動。通過介紹一種傳統(tǒng)的運放型電荷泵，分析了運放型電荷泵的原理和輸出電流隨溫度發(fā)生變化的原因，并采用TSMC 0.18 μm工藝設計了在不同溫度時電荷泵輸出電流保持相同的電荷泵電路，從而穩(wěn)定了鎖相環(huán)系統(tǒng)的環(huán)路帶寬和峰峰值抖動周期。

1 傳統(tǒng)電荷泵電路

1.1 傳統(tǒng)運放型電荷泵的工作原理

圖1是一種傳統(tǒng)的運放型電荷泵，在該運放型電荷泵中，為了降低電荷泵充放電電流的失配率，增大電荷泵的電流匹配范圍，通常在電荷泵中加入運算放大器來保證鏡像電流源的精確鏡像[4]。

圖1 傳統(tǒng)運放型電荷泵

圖1中，電流源Iref代表一個基準電流源，通過MOS管M2、M3連接成cascode結構，來增大電流源Iref的輸出阻抗，降低電荷泵的電流失配率。運算放大器A1連接成負反饋的結構，使Vx與Vout電壓保持相等，從而保證鏡像電流源的精確鏡像。在(W/L)1=(W/L)6=(W/L)11，(W/L)4=(W/L)9，(W/L)5=(W/L)10，(W/L)3=(W/L)8=(W/L)13，(W/L)2=(W/L)7=(W/L)12的情況下，當UP和DN為低電平，電荷泵處于充電狀態(tài)，有I1=I2=I3；當UP和DN為高電平時，電荷泵處于放電狀態(tài)，有I4=I2=I3，從而保證I4=I1。

1.2 傳統(tǒng)運放型電荷泵的溫度特性

由于MOS管的載流子遷移率和閾值電壓都隨溫度的升高而改變[5]，所以MOS管的飽和區(qū)電流也會隨著溫度的升高而改變。當MOS管的外部柵極偏置電壓是固定電壓時，MOS管工作在飽和區(qū)時的漏極電流與溫度的關系如圖2(a)所示。因此，MOS管工作在飽和區(qū)時的漏極電流隨著溫度的升高而增大。由此可知，圖1所示的電荷泵的輸出電流(ICP)隨著溫度的升高而增大，仿真結果如圖2(b)所示。

圖2 電流隨溫度變化

由圖2(b)知，當溫度從-40 ℃升高到100 ℃時，電荷泵的輸出電流從77 μA增大到135 μA，電荷泵輸出電流的偏差達到了58 μA。當鎖相環(huán)處于鎖定狀態(tài)時，鎖相環(huán)的環(huán)路帶寬可表述為公式[6]

式中：R1為低通濾波器的電阻；C1和C2為低通濾波器的電容；ICP為電荷泵的輸出電流；KVCO為LC壓控振蕩器的壓控增益；N為分頻器的分頻比。由于鎖相環(huán)的峰峰值抖動周期會隨著環(huán)路帶寬的變化而發(fā)生波動[7]，所以當電荷泵的輸出電流發(fā)生變化時，鎖相環(huán)的峰峰值抖動周期也會發(fā)生波動。

2 寬溫度范圍恒流電荷泵電路

基于上述問題，設計了一種在-40～100 ℃范圍內可保持輸出電流相同的電荷泵電路，電路模型如圖3所示。鑒頻鑒相器的輸出信號與溫度控制信號共同控制電荷泵各條開關支路的工作狀態(tài)，并使用一個電流累加器使總輸出電流等于各條開關支路的電流之和，以保證當溫度發(fā)生變化時，總輸出電流保持不變。

圖3 改進電荷泵電路模型

為了實現(xiàn)圖3所示的電荷泵模型，設計了圖4所示的電荷泵電路。利用一個溫度檢測電路產生隨溫度成線性變化的輸出電壓，并與不同的參考電壓進行比較以產生相應的控制信號(SW)，用于控制電荷泵各條開關支路的工作狀態(tài)，通過將軌對軌運算放大器A2連接成負反饋的結構，使各條開關支路與參考支路保證精確鏡像，以達到當各條開關支路導通時，總輸出電流等于各條開關支路電流之和的目的。其中的PMOS開關和NMOS開關分別如圖4中虛線框所示，當來自鑒頻鑒相器的控制信號UP和DN均為低電平，且比較器產生的控制信號SW為高電平時，PMOS開關導通，電荷泵工作在充電狀態(tài)；當UP和DN均為高電平，且比較器產生的控制信號SW為高電平時，NMOS開關導通，電荷泵工作在放電狀態(tài)；當比較器產生的控制信號SW為低電平時，PMOS開關和NMOS開關都處于截止狀態(tài)，負載電容CL沒有電流流入或流出。

在圖4所示的電荷泵電路中，溫度檢測電路采用圖5(a)所示的絕對溫度比例(PTAT)電路，運算放大器A3連接成負反饋結構，保證X點和Y點電壓相等；n是三極管Q1和Q2并聯(lián)個數(shù)的比值，由于三極管的VBE是一個負溫度系數(shù)的電壓，所以ΔVBE是一個正溫度系數(shù)的電壓，通過調整MOS管M1、M2、M3的寬長比使得I3=MI2=MI1，即可使PTAT電路產生隨溫度成線性變化的輸出電壓(VPTAT)，仿真結果如圖5(b)所示。

圖4 改進電荷泵電路

圖5 PTAT電路

3 版圖設計與仿真

采用TSMC 0.18 μm CMOS工藝設計，改進電荷泵的版圖如圖6所示。在版圖設計中，為了保證電荷泵充電電流和放電電流的匹配特性，PMOS管開關和NMOS管開關需要保持上下對齊。同時，為了保證運放在電路中的鏡像作用，需要保證運放的2條輸入金屬線長度相等，方向一致[8]。

圖6 改進后電荷泵電路版圖

當電荷泵工作在-40 ℃時，由于MOS管工作在低溫時的飽和區(qū)電流較小，為了使總輸出電流能夠和常溫(20 ℃)時保持相同，需要電荷泵的所有開關支路參與工作。由于MOS管工作在高溫時的飽和區(qū)電流較大，為了使總輸出電流能夠和常溫(20 ℃)時保持相同，所以在高溫時，僅需要電荷泵的開關支路5參與工作，其它開關支路處于關斷狀態(tài)。表1列出了改進電荷泵不同溫度下的工作方式。

表1 改進電荷泵工作方式

在經過溫度補償后，電荷泵的輸出電流(Icp)如圖7所示。表明隨著溫度的升高，電荷泵的輸出電流都能夠保持相同，與圖2(b)所示的仿真結果相比有明顯改善。

圖7 改進電荷泵不同溫度下輸出電流

另一方面，由于輸出電流的穩(wěn)定性和匹配度優(yōu)于傳統(tǒng)電荷泵結構，提出的電荷泵在相位噪聲特性上也有改進。傳統(tǒng)的CP電路和提出的CP電路的相位噪聲仿真結果如圖8所示。改進后電荷泵的相位噪聲相對于傳統(tǒng)電荷泵的相位噪聲改善了大約4 dB。

為了比較傳統(tǒng)電荷泵和改進電荷泵對鎖相環(huán)系統(tǒng)峰峰值抖動周期的影響。分別將其放入鎖相環(huán)系統(tǒng)中進行仿真，仿真結果對比如圖9所示。

圖9 不同溫度下鎖相環(huán)系統(tǒng)峰峰值抖動周期比較

由圖9可知，由于傳統(tǒng)電荷泵的輸出電流隨著溫度的升高而增大，導致鎖相環(huán)系統(tǒng)的峰峰值抖動周期隨著電荷泵輸出電流的增大而發(fā)生較大波動；而改進后電荷泵的輸出電流在-40～100 ℃內基本不變，所以鎖相環(huán)的峰峰值抖動周期受溫度的影響較小。表明改進后的電荷泵電路可有效穩(wěn)定鎖相環(huán)系統(tǒng)的峰峰值抖動周期。表2列出了本電路與其他文獻中同類型電路的參數(shù)比較。從表2可看出，電荷泵的匹配范圍要略高于文獻[9]和文獻[10],失配率與文獻[9]大致相等。

表2 本文與其他文獻的電荷泵電路參數(shù)比較

4 結束語

針對傳統(tǒng)電荷泵的輸出電流隨著溫度的升高而增大，導致鎖相環(huán)系統(tǒng)的環(huán)路帶寬和峰峰值抖動周期隨著電荷泵電流的增大而發(fā)生較大波動的缺陷。通過引入溫度檢測電路來反饋控制電荷泵的輸出電流，使電荷泵在不同溫度下輸出電流保持相同，穩(wěn)定了鎖相環(huán)系統(tǒng)的環(huán)路帶寬和峰峰值抖動周期，提高了鎖相環(huán)頻率合成器的性能。