王 鶴， 褚 淵， 黃 堃， 張若思， 蘇子云

(1.國網(wǎng)(北京)綜合能源規(guī)劃設(shè)計研究院有限公司，北京100052；2.國網(wǎng)電力科學(xué)研究院有限公司，江蘇南京211106)

電動汽車以環(huán)保、節(jié)能的優(yōu)點得到了廣泛研究和快速發(fā)展，其中電動汽車充電器是電動汽車研究與開發(fā)的重要組成部分[1]。如何實現(xiàn)電動汽車的快速、安全、高效充電是當(dāng)前研究的熱點問題。移相全橋DC/DC 變換器可實現(xiàn)軟開關(guān)和大功率能量轉(zhuǎn)換，適用于電動汽車充電領(lǐng)域[2]。本文設(shè)計的5 kW 兩級式移相全橋DC/DC 變換器采用交錯并聯(lián)控制，可以減小變換器輸出電壓的脈動，減少變換器的體積和質(zhì)量。

1 工作原理

1.1 兩級式DC/DC 變換器的組成

圖1 兩級式交錯DC/DC 變換器

兩級式DC/DC 變換器由移相全橋電路和降壓電路組成，其結(jié)構(gòu)框圖如圖1 所示。前級采用的是移相全橋電路，移相全橋占空比為0.5，變壓器電壓比為1∶1.2。在本文的兩極式DC/DC 變換器中，移相全橋電路輸出的直流電壓為降壓電路的輸入電壓，后級降壓電路為閉環(huán)控制，通過調(diào)整降壓電路的占空比，可以使輸入電壓發(fā)生變化時輸出電壓保持穩(wěn)定。本系統(tǒng)采用兩路參數(shù)相同的兩級式DC/DC 變換器進行交錯并聯(lián)控制來減小電流紋波，提高工作效率。

1.2 移相全橋電路的拓撲結(jié)構(gòu)

全橋拓撲結(jié)構(gòu)常用于滿足高壓、大功率，并且輸入和輸出在電氣上實現(xiàn)完全的隔離。移相全橋變換器不同于普通全橋的是將諧振電容并聯(lián)于各個功率管之上。如上所述，電容C1至C4分別為功率管Q1至Q4上并聯(lián)的諧振電容，其中C1=C2，C3=C4，Lr為諧振電感。諧振電容在功率管斷開時使開關(guān)電壓由零升高，從而軟開關(guān)得以實現(xiàn)，大幅度減小了開關(guān)損耗。功率管開通后，電容C1至C4與諧振電感Lr發(fā)生諧振，此時功率管電壓為0 V，即零電壓開通，降低開關(guān)損耗。

另一方面，前級的兩路參數(shù)相同的移相全橋電路由于采用了交錯并聯(lián)拓撲，故兩路的輸入電壓相同，設(shè)計第二路的驅(qū)動電壓相位滯后于第一路90°，輸出經(jīng)過濾波電感再連接到后級變換器。后級的兩路交錯并聯(lián)Buck 中第二路的驅(qū)動電壓滯后于第一路180°。

如圖2 所示，移相全橋在一個開關(guān)周期內(nèi)有16 種模式。由于移相全橋拓撲結(jié)構(gòu)具有對稱性，本文只需對周期的前半部分進行分析。

圖2 移相全橋電路的模態(tài)分析

在模式1(t0～ t1)中，開通功率管為Q1和Q4，變壓器的一次電壓UAB等于輸入電壓Uin，二次輸出電感L 和輸出電壓耦合到一次側(cè)。

在模式2(t1～ t2)中，功率管Q1在時間t1時實現(xiàn)零電壓開關(guān)(ZVS)關(guān)斷，此時初級電流流過電容Cs1和Cs2。直到t2時刻，變壓器的一次電壓降至0。在變壓器二次側(cè)大電感的影響下，一次電流基本不變。

在模式3(t2～ t3)中，當(dāng)t2時刻二極管Ds2導(dǎo)通時，初級繞組中電流的變化率如下：

式中：dIp/dt 為原邊電流變化率；Uo為輸出電壓；Lik為變壓器原邊電感；Lo為降壓電路電感；n 為變壓器匝比。

在模式4(t3～ t4)中，在t3時刻，功率管Q4實現(xiàn)ZVS 關(guān)閉。在t4時刻，變壓器一次側(cè)電壓UAB逐漸下降到-Uin。二次側(cè)二極管D2、D3是受負壓導(dǎo)通的，但二極管D1、D4不能立即關(guān)斷，所以變壓器二次繞組短路。

在模式5(t4～ t5)中，在t4時刻Ds3導(dǎo)通，變壓器的一次電流如下：

在模式6(t5～ t6)中，t5時刻，次側(cè)電流反向增加，輸出電流逐漸減小，變壓器再次在兩側(cè)耦合。

2 變換器建模及控制器的設(shè)計

2.1 變換器的小信號建模

建模之前，首先對所研究的變換器進行如下假設(shè)：(1)所有器件都是理想器件；(2)所加擾動全都是小信號擾動；(3)濾波器的轉(zhuǎn)折頻率設(shè)置為遠遠小于變換器的開關(guān)頻率。前級變換器等效電路如圖3 所示。

圖3 前級變換器等效電路

將變換器應(yīng)用的基波分量進行近似替代，獲得原邊逆變橋中點電壓VAB的基波分量：

式中：Vin為輸入電壓。

逆變橋輸出電流IQ的基波分量：

逆變橋的輸入功率和輸出功率滿足能量守恒定律，故可推算出原邊輸入電流平均值為：

變壓器原邊電壓以及原邊電流分別為：

式中：Vo為輸出電壓。

相同方法下，可以推算出經(jīng)過整流橋后的輸出電流平均值為：

故可得逆變橋輸入電流、輸出電壓，以及整流橋輸入電壓、輸出電流的穩(wěn)態(tài)表達式，施加一小擾動，不考慮二階擾動項，使：

式中：ωs為開關(guān)角頻率；Lm為勵磁電感；Lr為諧振電感；Cr為諧振電容；Ip為變壓器原邊電流。

則逆變橋輸入電流、輸出電壓，整流橋輸入電壓、輸出電流小信號表達式如下：

據(jù)此可得到逆變橋和整流橋的小信號模型如圖4 所示。

圖4 小信號模型

2.2 變換器的拓撲結(jié)構(gòu)和控制策略

降壓電路的輸出電壓根據(jù)功率管占空比的變化而變化。兩級DC/DC 變換器的控制策略如圖5 所示。圖中：Udc為輸出直流電壓；Ibat為輸出電流；Udc*為參考電壓；Ibat*為參考電流。直流電壓環(huán)作為外環(huán)。Udc*和Udc之間的差作為直流電壓外環(huán)中PI 控制器的輸入。Ibat*和Ibat之間的誤差作為電流環(huán)中PI控制器的輸入。當(dāng)輸入電壓增大時，降壓電路中功率管的占空比減小，輸出電壓減?。环粗?，當(dāng)輸入電壓減小時，占空比增大，輸出電壓增大。

圖5 兩級交錯式DC/DC 變換器的控制電路

2.3 交錯并聯(lián)控制技術(shù)

交錯并聯(lián)控制技術(shù)，即在相同調(diào)制波下，當(dāng)變換器2 的載波滯后于變換器1 的載波180°時，變換器2 的驅(qū)動脈沖將滯后于變換器1 半個開關(guān)周期，兩處脈沖的占空比大小相同。

總輸出電流是變換器1 和變換器2 的輸出電流之和。由于變換器2 的驅(qū)動脈沖滯后于變換器1 的半開關(guān)周期，因此變換器2 的輸出電流紋波滯后于變換器1 的輸出電流紋波。當(dāng)變換器1 的輸出電流上升時，變換器2 的部分輸出電流處于下降階段。總電流紋波可以抵消彼此的一部分；當(dāng)占空比為0.5 時，變換器1 與變換器2 的電流紋波相反，能夠完全抵消。

圖6 中顯示了交錯并聯(lián)電路的關(guān)鍵波形。從i1、i2所得到的io波形可以看出電容器的波紋電流頻率增加。

圖6 交錯控制方法示意圖

采用交錯并聯(lián)主要有3 個優(yōu)勢：(1)減少輸出電流波紋，降低濾波器電容器的容值；(2)使輸入電流的波紋頻率加倍，提高等效開關(guān)頻率，減少儲能電感器的體積；(3)有效地提高了逆變器的穩(wěn)定性和系統(tǒng)的冗余度。

在本文中，兩路移相全橋的驅(qū)動脈沖占空比為0.5，而第二路移相全橋的驅(qū)動脈沖滯后于第一路移相全橋的驅(qū)動脈沖90°。在降壓電路中，兩個功率管的占空比相同，而第二路的驅(qū)動脈沖相位滯后于第一路180°。降壓電路的輸出電流是波動的。當(dāng)?shù)谝宦方祲弘娐返妮敵鲭娏魃仙龝r，第二路降壓電路的輸出電流控制在下降階段，從而實現(xiàn)了減小電流紋波的目的。

3 仿真結(jié)果

兩級式變換器由隔離的移相全橋變換器和非隔離的Buck 變換器構(gòu)成，移相全橋變換器僅起電氣隔離和電壓匹配作用，Buck 變換器可通過改變占空比調(diào)節(jié)輸出電壓，該控制方案可以將兩部分分別優(yōu)化設(shè)計，同時兩級式的結(jié)構(gòu)也更適用于大變比變換的場合?；贛atlab/Simulink 軟件環(huán)境進行建模仿真，將輸入電壓設(shè)為750 V，輸出電壓設(shè)為400 V，諧振電感13 μH，諧振電容320 pF，變壓器變比1∶1.2，輸出負載100 Ω。

變壓器一次繞組和二次繞組的電壓如圖7 所示，降壓電路中開關(guān)的輸出電壓、輸出電流和占空比如圖8 所示。

4 實驗結(jié)果

為了驗證分析和理論的正確性，設(shè)計了一臺5 kW 的實驗樣機。實驗參數(shù)如下：Pmax=5 kW；Ubus為550～700 V；Udc為250～550 V；Lr=13.8 μH；電流環(huán)PI 參數(shù)設(shè)置為P=0.5，I=25；電壓環(huán)PI 參數(shù)設(shè)置為P=1，I=25。

圖8 仿真中的輸出電流、輸出電壓和占空比

4.1 交錯并聯(lián)變換器關(guān)鍵實驗波形

以功率管Q4為例，兩路移相全橋功率管的驅(qū)動電壓波形如圖9 所示，占空比為0.5，功率管Q4’的驅(qū)動波形相位比功率管Q4滯后90°。

圖9 Q4和Q4’的驅(qū)動電壓波形

功率管Q4的Ugs和Uds波形如圖10 所示。由實驗波形可以看出，在功率管導(dǎo)通之前電壓已經(jīng)降到0。電流流經(jīng)反并聯(lián)二極管，即為零電壓開關(guān)。

圖10 Q4的Ugs和Uds波形

后級的兩路降壓電路中功率管的驅(qū)動波形如圖11 所示，占空比D=0.97，第二路功率管的驅(qū)動波形相位滯后于第一路功率管180°。交錯并聯(lián)變換器前級波形和后級波形分別如圖12、圖13 所示。

圖11 交錯并聯(lián)降壓器驅(qū)動電壓波形

圖12 交錯并聯(lián)變換器前級波形

圖13 交錯并聯(lián)變換器后級波形

系統(tǒng)達到滿負荷運行時，輸出電壓是500 V，輸出電流是10.6 A，穩(wěn)態(tài)輸出電壓如圖14 所示。

圖14 滿載時的輸出電壓波形

電流紋波情況如圖15 所示。圖15(a)為交錯并聯(lián)前兩路降壓電路的輸出電流，此時電流紋波為2 A；圖15(b)為兩路交錯并聯(lián)后的總輸出電流，此時輸出電流紋波減小到1 A。

圖15 滿載時的輸出電流波形

4.2 負載階躍響應(yīng)波形

通過動態(tài)突加突卸負載實驗來驗證本文建立的小信號模型及補償器是否準確，以及測試整個系統(tǒng)的動態(tài)性能。

突增負載和突卸負載的實驗結(jié)果如下。圖16(a)為半載切換至滿載的波形，圖16(b)為從滿載切換至半載的波形。在控制過程中，最大調(diào)整時間為200 ms。

通過動態(tài)突加突卸負載實驗的波形，發(fā)現(xiàn)額定輸入電壓下，突加突卸負載，輸出電壓幾乎沒有變化，由此可以證明控制器參數(shù)設(shè)計的合理性，即在額定輸入電壓下能夠滿足整個系統(tǒng)的動態(tài)性能指標需求。

4.3 效率曲線

可以從效率來判斷性能的好壞，故本文在額定輸入電壓以及不同負載下測試了變換器的效率。在1、2、3、4、5 kW 的不同功率水平下，效率分別為93.5%、94.2%、95%、95.8%、94%。由此可以看出，本文所研究的兩級式變換器在不同負載情況下的效率均能保持在95%左右，證明了參數(shù)設(shè)計方法的合理性。

5 結(jié)論

本文提出了并聯(lián)型DC/DC 全橋與降壓型變換器拓撲相結(jié)合的控制策略，利用移相全橋控制技術(shù)和交錯并聯(lián)控制技術(shù)，降低了原副邊電流紋波，并結(jié)合軟開關(guān)設(shè)計技術(shù)，提高系統(tǒng)效率。同時，變換器級聯(lián)系統(tǒng)在電壓增益優(yōu)化分配條件下，實現(xiàn)了系統(tǒng)的高頻磁隔離功能。設(shè)計了一臺5 kW 的變換器實驗樣機，其前級通過開環(huán)控制、移相全橋占空比為0.5的移相控制實現(xiàn)軟開關(guān)；后級閉環(huán)控制的降壓電路是將直流電壓環(huán)作為外環(huán)、輸出電流環(huán)作為內(nèi)環(huán)的雙PI 控制的控制策略，通過調(diào)節(jié)占空比，可以改變輸出電壓。通過Matlab/Simulink 對原理及控制策略進行了仿真分析，并研制實驗樣機，驗證了軟開關(guān)的實現(xiàn)及采用交錯并聯(lián)控制可以減小變換器輸出電壓的脈沖，減少變換器的體積和質(zhì)量。