郭偉文，韓芳墨，彭云建，王業(yè)騰，仲兆峰

（1.日立樓宇技術(shù)（廣州）有限公司，廣東 廣州 510760；2.華南理工大學(xué) 自動(dòng)化科學(xué)與工程學(xué)院，廣東 廣州 510640）

微電網(wǎng)[1]是提高分布式發(fā)電供能效益的有效方式. 在微電網(wǎng)中，多逆變器并聯(lián)可以擴(kuò)大系統(tǒng)的運(yùn)行容量，同時(shí)提高系統(tǒng)的可靠性. 在并聯(lián)運(yùn)行技術(shù)中，均流控制是研究的重點(diǎn)之一[2]. 下垂控制可以在無(wú)需互連線的條件下實(shí)現(xiàn)逆變器間的功率分配，并且在相同功率等級(jí)微源逆變器對(duì)等控制及相同額定容量UPS（Uninterruptible Power Supply）均流控制中獲得了廣泛應(yīng)用[3-6]. 傳統(tǒng)下垂控制只針對(duì)基波部分的功率進(jìn)行了均分控制，對(duì)系統(tǒng)攜帶非線性負(fù)載時(shí)產(chǎn)生的諧波功率無(wú)控制作用，并且忽略了連接線路阻抗的差異性，沒有對(duì)由線路阻抗差異引起的功率分配不均進(jìn)行補(bǔ)償. 上述兩種缺陷均會(huì)使得逆變器之間產(chǎn)生諧波環(huán)流.

在諧波環(huán)流抑制的研究中，多采用抑制并聯(lián)逆變器的輸出諧波，從而減弱逆變器間諧波環(huán)流這一控制思想. 文獻(xiàn)[7]使用虛擬阻抗的增強(qiáng)控制方法，該方法通過(guò)輸出電流參數(shù)和PCC 點(diǎn)的電壓參數(shù)調(diào)節(jié)虛擬阻抗的前饋?lái)?xiàng)，可以實(shí)現(xiàn)更好的無(wú)功和諧波功率均分效果；文獻(xiàn)[8]提出了一種使用電阻電容輸出阻抗的逆變器（RC 型逆變器），不僅可以提供快速的無(wú)功功率共享以支持微電網(wǎng)電壓，而且可以減小逆變器之間的循環(huán)電流和阻尼高頻諧振. 此外，通過(guò)RC 虛擬阻抗環(huán)路的引入，逆變器還能提供快速的瞬態(tài)響應(yīng)；文獻(xiàn)[9]提出了一種并聯(lián)接口逆變器協(xié)調(diào)濾波策略，利用瞬時(shí)無(wú)功功率[10]建立了諧波電導(dǎo)與逆變器諧波無(wú)功消耗之間的下垂關(guān)系，對(duì)逆變器輸出諧波功率進(jìn)行均分控制，抑制了逆變器之間的諧波環(huán)流；文獻(xiàn)[11]提出了基于功率解耦控制的環(huán)流抑制方法，通過(guò)增加的諧波功率控制，建立隨諧波功率衰減而增大的逆變器輸出阻抗，實(shí)現(xiàn)減小諧波環(huán)流；文獻(xiàn)[12]則采用準(zhǔn)諧振PR控制減少逆變器間輸出電壓偏差并抑制環(huán)流.

上述的控制方法雖然在逆變器并聯(lián)均流和諧波抑制方面具有很好效果，但忽略了輸出和連接線路阻抗的影響. 在實(shí)際的多逆變器并聯(lián)系統(tǒng)中，逆變器之間的線路阻抗常存在差異，因此，負(fù)載分配將受到連接線路阻抗變化的影響[13]. 本文基于諧波功率的下垂控制，考慮線路阻抗的差異，利用諧波電壓補(bǔ)償提出了一種改進(jìn)的諧波功率均分控制方法，有效抑制了并聯(lián)逆變器之間的諧波環(huán)流，實(shí)現(xiàn)精確的諧波電流均分.

1 并聯(lián)逆變器諧波功率計(jì)算

帶非線性負(fù)載的三相逆變器并聯(lián)系統(tǒng)的輸出的諧波功率包含n個(gè)不同基波倍數(shù)頻率的正弦震蕩分量，按照求平均功率的傳統(tǒng)計(jì)算方法無(wú)法獲得諧波功率的值，因此引入建立在三相交流電路上的瞬時(shí)功率理論對(duì)逆變器的輸出諧波功率進(jìn)行計(jì)算. 對(duì)逆變器輸出的三相電壓和電流值表達(dá)式作Clark 變換可得：

引入瞬時(shí)功率理論：

兩式結(jié)合可得出逆變器輸出的諧波功率H計(jì)算方法如圖1 所示

圖1 三相逆變器的功率測(cè)量與計(jì)算框圖

2 諧波功率下垂控制方法

為了抑制并聯(lián)逆變器之間諧波環(huán)流，文獻(xiàn)[5、9]提出了基于下垂控制方式的協(xié)調(diào)諧波濾波策略，每一臺(tái)逆變器的控制部分包含下垂控制和電壓控制兩部分. 其中下垂控制器用于獲取逆變器的參考指令，電壓控制器按照參考指令控制逆變器輸出期望的功率，具體結(jié)構(gòu)圖如圖2 所示.

圖2 諧波功率下垂控制結(jié)構(gòu)圖

在下垂控制中，功率計(jì)算按照?qǐng)D1 的算法計(jì)算出該逆變器輸出的有功功率P、無(wú)功功率Q和諧波功率H，利用P-f、Q-V和G-H之間的下垂關(guān)系式確定出基波電壓參考值和諧波電導(dǎo)參考值諧波功率H與諧波電導(dǎo)G之間的下垂關(guān)系為：

其中，bj為諧波下垂系數(shù)；為額定電導(dǎo)；Hj0為逆變器的額定諧波功率；下標(biāo)j為逆變器的序號(hào).

參考傳統(tǒng)下垂控制中比例系數(shù)的選取方式并應(yīng)用于諧波功率的均分，逆變器的諧波下垂系數(shù)選取規(guī)則為：

電壓控制包含輸出電流參考值生成和輸出電壓參考值生成的兩個(gè)階段. 首先，將下垂控制輸出的基波電壓參考值和逆變器輸出電壓U1abc變換到dq軸，對(duì)應(yīng)值為和通過(guò)低通濾波器得到平均值將與之間的偏差輸入PI 控制器以生成基波電流參考值積分環(huán)節(jié)可以消除穩(wěn)態(tài)誤差. 逆變器的諧波電流參考值為：

其中，L1為逆變器的輸出電感， ΔT為數(shù)字控制器的采樣周期.

最后，根據(jù)電壓參考值，確定SPWM 發(fā)生器的占空比，從而產(chǎn)生逆變橋電路的門極信號(hào)，使逆變器輸出所期望的交流電壓，限于篇幅，不贅述.

上述控制方法可實(shí)現(xiàn)并聯(lián)逆變器在無(wú)互聯(lián)線條件下按照各自的容量均分非線性負(fù)載所引起的諧波功率，從而均分諧波電流. 但從模型可見忽略了線路阻抗的諧波壓降和線路阻抗的差異性.

3 改進(jìn)的諧波功率下垂控制方法

圖3 改進(jìn)的諧波功率下垂控制結(jié)構(gòu)圖

圖4 線路諧波壓降補(bǔ)償計(jì)算框圖

由于并聯(lián)逆變器存在互不相同的線路阻抗，引入線路阻抗諧波電壓補(bǔ)償控制. 由于線路阻抗Zh由阻性分量與感性分量構(gòu)成，因此可用復(fù)數(shù)形式表示：

在電壓控制部分逆變器輸出電壓參考值的生成階段，考慮諧波電流在線路阻抗Zh上的壓降補(bǔ)償，可以在有效抑制并聯(lián)逆變器系統(tǒng)中的諧波環(huán)流的同時(shí)實(shí)現(xiàn)更精確的諧波電流均分. 同時(shí)采用下垂控制的輸出電壓代替濾波電容上的電壓可以消除由于輸出電流的諧波成分引起的輸出電壓畸變對(duì)諧波功率計(jì)算精度的影響. 為了提高無(wú)功功率在等效基波阻抗的均分控制精度，選用代替逆變器輸出電壓U1abc. 改進(jìn)后的諧波功率下垂控制如圖3 所示，電流調(diào)節(jié)器模塊所需的線路諧波壓降補(bǔ)償計(jì)算方式如圖4 所示，進(jìn)而引入補(bǔ)償后的電流調(diào)節(jié)器的輸出變?yōu)橄率剑?/p>

4 仿真實(shí)驗(yàn)與結(jié)果分析

本文選用兩臺(tái)額定容量均為5 kVA 的逆變器并聯(lián)帶非線性負(fù)載，在Matlab-Simulink 仿真平臺(tái)進(jìn)行仿真實(shí)驗(yàn)，驗(yàn)證改進(jìn)的諧波功率下垂控制方法對(duì)三相逆變器并聯(lián)系統(tǒng)諧波功率均分效果的改善.逆變器的主要參數(shù)如表1 所列.

表1 仿真參數(shù)表

4.1 基波功率均分控制實(shí)驗(yàn)

為比較改進(jìn)的諧波功率下垂方法與傳統(tǒng)下垂控制方法是否對(duì)基波所對(duì)應(yīng)的有功功率和無(wú)功功率均分產(chǎn)生影響，設(shè)計(jì)如下仿真：

兩臺(tái)并聯(lián)逆變器a、b 帶負(fù)載運(yùn)行，負(fù)載由100Ω 的電阻與1 mH 的電感串聯(lián)構(gòu)成支路和容量為2 kVA 的非線性整流負(fù)載支路并聯(lián)組成，在0 ～ 1.0 s時(shí)，采用傳統(tǒng)下垂控制器；1.0 ～ 2.0 s時(shí)，加入改進(jìn)的諧波功率下垂控制器，并聯(lián)逆變器在傳統(tǒng)下垂控制器與諧波功率下垂控制器的共同作用下運(yùn)行，逆變器輸出功率變化曲線如圖5 和圖6 所示.

圖5 有功功率曲線

圖6 無(wú)功功率曲線

從功率曲線看，加入諧波功率下垂控制，系統(tǒng)經(jīng)歷了短時(shí)間的小幅度過(guò)渡階段后又重新恢復(fù)了穩(wěn)定的功率均分，并且穩(wěn)態(tài)下功率的均分情況與傳統(tǒng)下垂控制的功率均分效果基本保持一致，這是由于諧波功率下垂控制中的G-H之間的下垂關(guān)系式并不改變由基本基波下垂控制生成的參考信號(hào)，通過(guò)Clark 變換解耦控制，基波參考信號(hào)和諧波參考信號(hào)控制線路在控制階段相互獨(dú)立，只在最終的參考信號(hào)生成階段加以合成. 通過(guò)諧波電導(dǎo)G的作用，諧波參考電流以基波參考電流為基礎(chǔ)進(jìn)行參考電流的改善. 可見，引入諧波下垂控制并不會(huì)對(duì)基本基波功率產(chǎn)生明顯影響.

4.2 諧波功率均分控制實(shí)驗(yàn)

逆變器a、b 帶線性負(fù)載運(yùn)行，僅帶由100Ω 的電阻與1 mH 的電感串聯(lián)構(gòu)成的線性負(fù)載，傳統(tǒng)下垂控制方式下運(yùn)行時(shí)間為0 ～ 0.6 s；其次，在0.6 ～ 1.2 s時(shí)，并聯(lián)接入容量為2 kVA 的非線性整流負(fù)載，繼續(xù)采用傳統(tǒng)下垂控制方式運(yùn)行；1.2 ～ 1.6 s時(shí)，加入諧波功率下垂控制方法，系統(tǒng)帶兩組并聯(lián)負(fù)載在傳統(tǒng)下垂控制與諧波功率下垂控制的共同作用下運(yùn)行. 對(duì)照文獻(xiàn)中提出的原始諧波功率下垂控制器與改進(jìn)的諧波功率下垂控制器的輸出性能，逆變器a、b 的主要輸出電量變化如圖7、8 所示.

圖7 不同控制方法下逆變器a、b 輸出諧波功率比較

圖8 不同控制方法下逆變器a、b 輸出電流比較

從圖7 和圖8 可以看出，加入諧波功率下垂控制后，本文所提方法對(duì)于諧波功率均分的動(dòng)態(tài)性能明顯優(yōu)于原來(lái)的諧波功率下垂控制方法.

圖9 是加入諧波功率均分控制后兩臺(tái)逆變器輸出電流的波形及其諧波分量的比較，在本文提出的改進(jìn)的諧波功率下垂控制下，逆變器a 輸出的第5 次諧波第7 次諧波逆變器b 輸出的第5 次諧波兩種諧波成分均小于原始方法對(duì)應(yīng)的諧波成分. 由此可見，改進(jìn)的諧波功率下垂控制比原來(lái)的控制方法對(duì)諧波電流與功率的均分效果更好.第7 次諧波

圖9 兩種控制方法的諧波電流比較

5 結(jié)論

本文提出不同線路阻抗的并聯(lián)逆變器諧波功率均分的控制方法，采用電流調(diào)節(jié)模塊對(duì)線路諧波壓降進(jìn)行補(bǔ)償，用下垂控制輸出的基波參考電壓替代濾波電容電壓，改善了諧波功率計(jì)算的精度. 通過(guò)仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了本文方法的有效性和準(zhǔn)確性. 當(dāng)并聯(lián)逆變器的容量不等時(shí)，本文方法對(duì)諧波功率均分的處理效果會(huì)變差，因此，需要改進(jìn)控制模型與下垂控制方法，綜合不同線路阻抗的功率均分問題，開展下一步的研究.