劉德武, 陳 瀟
(安徽理工大學(xué) 電氣與信息工程學(xué)院,安徽 淮南 232000)
電力電子設(shè)備的廣泛應(yīng)用給電網(wǎng)帶來(lái)的波形畸變、功率因數(shù)降低等問(wèn)題也越來(lái)越嚴(yán)重[1]。提高功率因數(shù),進(jìn)行諧波抑制成為現(xiàn)階段研究的熱點(diǎn)和重點(diǎn),其中交錯(cuò)并聯(lián)功率因數(shù)校正(PFC)電路得到了較多的應(yīng)用[2-3]。交錯(cuò)并聯(lián)功率因數(shù)校正電路的傳統(tǒng)控制算法是平均電流法[4],但平均電流法所需要的反饋電流信號(hào)是總的輸入/輸出電流,經(jīng)過(guò)閉環(huán)控制后得到一個(gè)脈沖,經(jīng)過(guò)分頻電路分別控制兩個(gè)開(kāi)關(guān)管,但實(shí)際兩相驅(qū)動(dòng)信號(hào)的占空比是相同的,這種模式下系統(tǒng)能實(shí)現(xiàn)輸入電壓、電流同相,降低輸入電流紋波,減少開(kāi)關(guān)管的電流應(yīng)力,但均流效果不明顯,即對(duì)于每一相的電流無(wú)法獨(dú)立控制[5-6]。為此,本文提出了占空比分配法實(shí)現(xiàn)雙通道電感均流,最后通過(guò)Matlab/Simulink軟件仿真,仿真結(jié)果顯示占空比分配控制法能達(dá)到兩路均流的效果,對(duì)實(shí)際電路有參考價(jià)值。
交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器原理如圖1所示,主電路采用兩個(gè)單相Boost 變換器并聯(lián),搭配控制回路實(shí)現(xiàn)兩相電感均勻分擔(dān)輸入電流,減小開(kāi)關(guān)管的電流應(yīng)力。根據(jù)開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通狀態(tài)不同會(huì)存在4種工作狀態(tài):
(1) 開(kāi)關(guān)S1和S2均導(dǎo)通時(shí),電源向兩電感充電,輸出電容為負(fù)載提供能量;
(2) 開(kāi)關(guān)S1導(dǎo)通,S2關(guān)斷時(shí),電源給電感L1充電,而電感L2為負(fù)載提供能量,同時(shí)給輸出電容充電;
(3) 開(kāi)關(guān)S1關(guān)斷,S2導(dǎo)通時(shí),電源給電感L2充電,電感L1為負(fù)載及輸出電容提供能量;
(4) 開(kāi)關(guān)S1和S2均保持關(guān)斷時(shí),兩路電感并聯(lián)同時(shí)為負(fù)載提供能量。
為了分析簡(jiǎn)便,假設(shè)所有器件都是理想的,輸出電容足夠大,開(kāi)關(guān)的頻率遠(yuǎn)大于輸出電壓的頻率。令輸入側(cè)交流電壓的表達(dá)式為
Uin(t)=Umsinωt
(1)
其中,Um為輸入電壓的幅值;ω為角頻率,則輸入電壓整流后為
Ug=Um|sinωt|
(2)
一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的兩個(gè)電感電流峰值分別為
(3)
(4)
其中,D1a、D2a為電感L1和L2的占空比;Ts為開(kāi)關(guān)周期。
已知一個(gè)周期內(nèi)電感兩端滿足伏秒平衡。可得:
(5)
(6)
其中,U0為輸出電壓;D1b、D2b為電感電流下降到零所對(duì)應(yīng)的占空比。
根據(jù)式(3)和式(5)、式(4)和式(6)可得一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)的電感電流平均值:
(7)
(8)
其中,fs為開(kāi)關(guān)頻率,總的電感平均電流為兩路電感平均電流之和。
傳統(tǒng)平均電流雙閉環(huán)控制理論是基于均流控制的,但實(shí)際情況下并不能保證元件參數(shù)一致,且輸出電壓的波動(dòng)會(huì)造成電流參考值的波動(dòng)導(dǎo)致輸入電流中諧波成分增加而降低輸入功率因數(shù)。因此,設(shè)計(jì)提出了占空比分配法,其核心的方法是電感電流與占空比之間的關(guān)系如式(7)、式(8)所示,當(dāng)電感電流發(fā)生改變時(shí),可以控制占空比的大小以達(dá)到兩相電感電流均流的目的,控制電路如圖2所示。具體的工作原理如下:
(1) 通過(guò)對(duì)輸出電壓的U0的采樣,將采樣數(shù)據(jù)與電壓給定Uref做比較,比較后的電壓差值經(jīng)過(guò)一個(gè)PI控制器得到總的電流給定Iref,再將采樣的總的電感電流IL與總的電流給定做比較,比較后的電流差值經(jīng)過(guò)一個(gè)PI控制器得到總的誤差信號(hào)Uc,如果將此誤差信號(hào)與三角波做比較輸出占空比再經(jīng)分頻電路直接驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)管的話,兩相的驅(qū)動(dòng)占空比是相同的,這樣并不能使每相電流完全相同。
(2) 占空比分配法是將兩相電感電流I1、I2與總電感電流的IL/2做比較,比較后的差值再經(jīng)過(guò)比例放大器得到誤差信號(hào)Ub,然后將誤差信號(hào)Uc與Ub作比較,比較后的差值再與三角波進(jìn)行比較最終得到每相占空比D1和D2,因此使得在總的低壓側(cè)電流保持不變的前提下,每相電流能夠自動(dòng)調(diào)節(jié)占空比以實(shí)現(xiàn)兩路電感均流的效果。
表1為電路技術(shù)參數(shù)表。
表1 電路技術(shù)參數(shù)Table 1 Circuit technincal parameter
交錯(cuò)并聯(lián) Boost PFC電路的輸入電流為各相電感電流之和。輸入電流的紋波會(huì)隨著并聯(lián)相數(shù)增加而減小。當(dāng)兩相交錯(cuò)并聯(lián)時(shí),對(duì)于連續(xù)模式下多通道交錯(cuò)并聯(lián)Boost PFC變換器,電感設(shè)計(jì)公式為
(9)
其中,fs為開(kāi)關(guān)頻率,kripple為電流紋波參數(shù),為了達(dá)到電感體積最小,通常情況下電流紋波參數(shù)至少要在0.4以上。經(jīng)計(jì)算本課題選用電感值為2.6 mH。
輸出電容值的選取主要決定于輸出直流電壓,所允許的輸出電壓紋波值大小、開(kāi)關(guān)頻率、輸出功率、維持時(shí)間等因素。一般情況下的輸出電容計(jì)算公式為
(10)
其中,maxV0和minV0為輸出電壓紋波最大值和最小值,維持時(shí)間為10 ms,額定輸出功率400 W,輸出直流電壓為400 V,紋波上下限幅值為3%,經(jīng)計(jì)算選用電容值為450 uF。
選擇功率管和二極管時(shí),需要考慮耐壓和過(guò)流能力并留有一定的裕量,最終選取超快恢復(fù)二極管F8L60,耐壓為800 V,耐流8 A,功率管選用Infineon公司的SPW11N60C3系列開(kāi)關(guān)管,耐壓600 V,耐流11 A。
利用Simulink搭建交錯(cuò)并聯(lián)BoostPFC電源的仿真電路,圖3為交錯(cuò)并聯(lián)電感電流的波形,由圖3(a)可以看出,單個(gè)電感支路的電流波形紋波分別為0.076和0.075,但經(jīng)過(guò)交錯(cuò)并聯(lián)后,總電流的紋波降為0.000 28。圖3(b)為電感L1串0.01 Ω、電感L2串0.1 Ω后的電感電流波形,兩相電感電流相等達(dá)到均流效果。圖4顯示的是兩相電感分別串0.01 Ω和0.1 Ω后的占空比波形,由波形可以看出,當(dāng)兩相電流不同時(shí),控制回路會(huì)迅速改變兩相占空比大小以保證兩相均流。圖5為輸入電壓和電流波形,由圖5可知,電壓波形和電流波形基本同相。輸出電壓波形如圖6所示,輸出電壓穩(wěn)定在400 V。如圖7所示兩路電感未串電阻時(shí)輸入電流的總諧波失真THD為5.74%。如圖8所示為兩路電感分別串0.01 Ω和0.1 Ω后的輸入電流的總諧波失真THD為5.44%。
簡(jiǎn)述了功率因數(shù)校正技術(shù)及其控制原理,利用占空比分配方式實(shí)現(xiàn)數(shù)字PFC雙閉環(huán)控制。根據(jù)技術(shù)指標(biāo)計(jì)算電路的主要參數(shù),并建立系統(tǒng)仿真模型,在MATLAB/Simulink 環(huán)境下進(jìn)行了仿真研究及量化分析。仿真結(jié)果表明,輸入側(cè)PF為0.999 9、輸入電流的諧波失真THD為5.74%,有良好的功率因數(shù)校正效果,驗(yàn)證了其控制理論的可行性。同時(shí),證明本文提出的占空比分配法能夠有效地提高輸入電流功率因數(shù),實(shí)現(xiàn)兩相電感均流的效果。