曹仁俊，楊 波，孫龍龍，王雪巍，丁志鵬

（安徽工程大學 電氣工程學院，安徽 蕪湖 241000）

隨著傳統(tǒng)汽車工業(yè)的發(fā)展，燃油汽車越來越普及。在給人們帶來生活便利的同時，燃油汽車已成為自然環(huán)境的主要污染源。隨著環(huán)境的日益惡化和能源的短缺，世界各國都在提倡環(huán)保和節(jié)能的出行方式［1］。為了解決這一問題，人們大力發(fā)展新能源汽車來逐步取代燃油汽車。電動汽車因節(jié)能和環(huán)保受到了各國的 “熱捧”，不少國家紛紛投入巨資開展電動汽車的研究，電動汽車以及相關技術產業(yè)獲得了迅速發(fā)展。

電動汽車的核心器件之一就是車載電源，包括動力電池和動力蓄電池。動力電池向電動機及動力傳動系統(tǒng)輸出能量，同時回收和存儲再生制動能量，而動力蓄電池為駕駛控制系統(tǒng)、儀表、車燈及空調系統(tǒng)等負載提供電能。作為兩組電池之間關鍵的能量傳遞器件，車載DC/DC變換器要具有高可靠性、高效率和高安全性［2］，三者之間的關系如圖1所示。

圖1 變換器與動力電池、蓄電池的關系

隨著對電動汽車性能要求的不斷提高，對車載DC/DC變換器的要求也越來越高，小型和高效已成為變換器發(fā)展的必然趨勢。提高開關器件的工作頻率是減小磁性器件體積和降低變換器電路損耗最有效的辦法。但隨著開關頻率的提高，傳統(tǒng)變壓器的高頻效應帶來的影響越來越明顯，如高頻效應產生的高交流電阻會增加電路的損耗，降低變壓器的整體工作效率。另外，傳統(tǒng)變壓器因磁芯體積大、繞組結構單一和繞組散熱性能差等缺點已無法滿足變換器性能的需求［3］。

平面變壓器的成功研制為解決上述問題提供了一種全新的方法。平面變壓器與傳統(tǒng)變壓器相比，最大的區(qū)別在于磁芯及線圈繞組。平面變壓器采用的小尺寸E型、RM型或環(huán)型鐵氧體磁芯，通常是由高頻功率鐵氧體材料制成。在高頻狀態(tài)下，磁芯的損耗較低。繞組由多層印刷電路板（PCB板）疊繞而成，繞組或銅片疊在平面的高頻鐵芯上，構成變壓器的磁回路，這一工藝縮小了變壓器體積，削弱了高頻效應帶來的負面影響［4］。磁芯具有良好的磁屏蔽功能，可抑制射頻干擾。一種平面變壓器的典型結構如圖2所示［5］。

基于上述背景以及車載DC/DC變換器在電動汽車中的實際工作環(huán)境，我們利用平面變壓器替代了傳統(tǒng)變壓器，并利用平面變壓器設計了電動汽車的車載DC/DC變換器。在設計過程中，先將動力電池輸出的高壓直流電通過逆變電路轉換為高頻交流方波電，再通過高頻平面變壓器降壓傳遞到變壓器副邊，再通過整流電路轉換為方波直流電，最后通過簡單的LC濾波電路消除諧波得到所需要的流過負載的直流電。在低成本、高性能要求的前提下，我們通過對各種器件的參數分析與選型降低了電路中的損耗，達到了提高變換器電路工作效率、減小其所占車身空間、降低車體本身負荷和增強電動汽車續(xù)航能力的設計要求［6］。

圖2 平面變壓器的一種典型結構

1 電路拓撲結構的分析與參數設計

通常情況下，電動汽車動力電池輸出的電壓高、功率大。為了降低逆變電路功率開關管在高頻工作時所承受的電壓，以適用于中大型功率的電路，我們選擇全橋高頻逆變電路結構。

平面變壓器的原邊電壓源于逆變電路，由于逆變得到的交流電電壓較高，逆變電路功率開關管的開關頻率較高，平面變壓器的選型應滿足高頻率、低能耗和大功率等特點。

平面變壓器的副邊輸出電壓較低，電流較大，故變壓器副邊選擇全波同步整流方式。為得到所需直流電，需要在整流電路后添加一個低成本、高性能的LC濾波器電路，以消除諧波。

綜上所述，我們設計了如圖3所示的變換器的電路拓撲結構，選擇了全橋高頻逆變電路和高頻平面變壓器部分作為本設計的主電路部分。

圖3 變換器電路拓撲結構

在該設計的基礎上，我們針對當前市場上普遍使用的電動汽車的動力電池（車載電源）設計了一種30V/100A輸出的車載DC/DC變換器。該變換器的主要參數及要求如表1所示。

表1 變換器的主要參數

2 變換器電路的硬件設計

2.1 平面變壓器的結構分析與選型

高頻變壓器是車載DC/DC變換器中至關重要的組成部分，起著電壓變換、電氣隔離和功率傳遞等作用［7］。據市場調查與統(tǒng)計，傳統(tǒng)高頻變壓器的損耗約占整個變換器電路總損耗的32%，重量與體積分別占整個變換器的25%與35%，使用傳統(tǒng)高頻變壓器的車載變換器將導致工作效率低、所占車身空間大、車體本身負荷重的后果。平面變壓器與傳統(tǒng)變壓器相比，其優(yōu)勢主要在于線圈繞組，故在高頻平面變壓器選型時，應優(yōu)先考慮平面變壓器［8］。

表2 變壓器RD3000-310S56-T的參數及工作要求

圖4 變壓器RD3000-310S56-T的結構

2.2 逆變電路功率開關管的參數分析與選型

我們設計的車載DC/DC變換器的工作頻率設置為100 kHz，在這樣高的頻率條件下，全控型器件IGBT和MOSFET兩種開關管的應用更有優(yōu)勢，但IGBT和MOSFET各有優(yōu)缺點。IGBT管可承受的電壓高、電流大，但是關斷時存在電流拖尾現象，開關的損耗主要是關斷損耗。MOSFET管可承受的電流較大，電壓和功率比IGBT管要弱些，但存在漏源結電容未結束放電前開關管就已導通現象，開關損耗主要是開通損耗。MOSFET管的開關工作頻率比IGBT管高，但價格比IGBT管便宜，更適合開關頻率較高的電路結構［9］。綜合以上特點，考慮到變換器的設計參數要求和低成本、高性能的設計要求，逆變電路主功率開關管選擇MOSFET就可以滿足需求。

全橋高頻逆變電路中包含2組MOSFET開關管，只要改變2組開關管的開關頻率，就可以改變輸出電壓的大小。MOSFET管的選型要考慮2個因素：第1個因素是開關管開關頻率的高效性與可靠性，若所選器件達不到工作頻率要求，則本設計目標根本無法實現。第2個因素是所選開關管在電路工作中的安全性，即開關管要承受得住最大反向電壓和通態(tài)峰值電流。一般情況下，全橋高頻逆變電路功率開關管所承受的最大反向電壓為最大輸入電壓的1.2倍，而功率開關管的通態(tài)峰值電流Ip可由

表3 HMS15N70F開關管的主要參數

2.3 同步整流管的參數分析與選型

平面變壓器副邊輸出的電壓低、電流大，故設計整流電路時，可選擇全波同步整流方式，并選擇MOSFET管代替整流二極管來減小其導通損耗。在考慮波同步整流電路開關管的選型時，首先考慮它所承受的最大反向電壓其大小由決定，其次考慮通態(tài)峰值電流，一般取額定輸出電流的1.5倍［10］，最后考慮所選的MOSFET管，要求該管能響應主電路的開關工作頻率。

表4 HM100N15A開關管的主要參數

2.4 LC濾波器電路電感與電容值設計

交流干擾信號的大部分將被濾波電感阻止和吸收，變成磁感和熱能，濾波電感量的大小由濾波電感電流紋波給出，其計算公式為

濾波電容的作用是減小直流方波中存在的交流紋波部分，使輸出的直流部分更加平滑。濾波電容的大小主要是根據變換器電路整個動態(tài)范圍的最大輸出電壓紋波確定的，通常取輸出電壓紋波為的5%。電容大小由

3 控制電路與驅動電路的設計

3.1 控制電路設計

我們在設計DC/DC變換器的控制電路時，采用了UCC28950芯片，它是TI公司在UCC×895系列相移控制器工業(yè)標準基礎上對功能進行優(yōu)化提高而推出的新產品，可以為當今高性能要求的電源系統(tǒng)提供很高的轉換效率。UCC28950芯片采用了先進的全橋控制和主動的同步整流輸出控制，初級信號允許編程延遲以確保在寬負載電流和輸入電壓范圍內ZVS能正常運行，而負載電流自然調整次級同步整流器開關延遲時間，以實現效率最大化。因此，UCC28950芯片能滿足變換器的設計需求［11］。

在UCC28950芯片的基礎上添加合適的外圍電路就能實現對本變換器全橋逆變電路和同步整流電路的控制?；赨CC28950芯片的控制電路如圖5所示。

圖5 基于UCC28950芯片的控制電路

根據SS/EN引腳電壓大于0.55 V就能開啟控制電路的特性，可以利用加在SS/EN引腳和GND之間的電容C4設置軟啟動時間。本變換器的軟啟動時間設置為 10 ms，

外加電容C4的大小由

3.2 驅動電路設計

變換器的驅動電路是主電路與控制電路之間的重要組成部分，對改變整個變換器電路的性能起到承上啟下的關鍵作用。設計一個高性能的驅動電路，能使整個變換器電路處于理想的工作狀態(tài)，能提高變換器電路的工作效率和開關工作的可靠性。

UCC28950芯片的驅動能力很有限，若輸出的電流達不到驅動MOSFET管的最小電流，就會影響MOSFET管的工作，降低變換器的工作效率。為了解決UCC28950芯片驅動能力不足的問題，在其輸出端設計了一個驅動放大電路。驅動電路采用TI公司UCC27324芯片，它能夠將UCC28950輸出電流從400 mA提高到4 A，增加了其驅動控制能力，使變換器的輸出電壓變得更加平穩(wěn)，全橋逆變電路單橋臂MOSFET管的驅動電路如圖6所示。

圖6 逆變單橋臂MOSFET管驅動電路

由于變壓器副邊的輸出電壓較低，同步整流管MOSFET承受的電壓應力較小，可以將同步整流管的源極與大地相連，控制電路和變壓器副邊共用地線，故不必用傳統(tǒng)大體積隔離變壓器，而用光電耦合器直接驅動同步整流管。由UCC28950的OUTE和OUTF發(fā)出的同步整流驅動信號進入高速光電耦合器6N137，輸出后經UCC27324放大功率，再進入同步整流管柵極［3］。同步整流管MOSFET的驅動電路如圖7所示。

圖7 同步整流管MOSFET驅動電路

4 實驗結果

完成了電路拓撲結構以及相關器件的選型和參數設計之后，利用電路仿真軟件PSpice對電路進行仿真，以驗證本DC/DC變換器的電路結構、器件選型及參數設計的正確性和可行性［12］。仿真步驟如圖8所示。

圖8 仿真步驟流程

仿真模型的主要參數包括：輸入電壓為530 V，開關頻率為 100 kHz，變壓器原副邊匝比 10∶1∶1，變壓器漏感為 5 μH，濾波電感為 5 μH，濾波電容為 3.3 μF，負載電阻為0.3 Ω。根據以上參數在PSpice中建立的電路仿真模型如圖9所示。

圖9 電路仿真模型

4.1 逆變與整流電路開關管驅動波形仿真

圖10所示為QB和QD這兩個不同組功率開關管的驅動波形仿真，圖11所示為整流電路QE和QF開關管的驅動波形仿真。從圖10和圖11可以看出，變換器驅動電路性能好，驅動波形變化幅度小，這說明開關管的采用提高了變換器的工作效率。

圖10 逆變電路功率開關管驅動波形仿真

圖11 整流電路開關管驅動波形仿真

4.2 平面變壓器原、副邊電壓波形仿真

圖12和圖13所示為平面變壓器原、副邊電壓波形仿真。從圖12和圖13可以看出，變壓器原、副邊電壓波形存在部分寄生振蕩，但總體說來還基本穩(wěn)定在工作范圍之內，滿足了設計需求，這說明本文中采用的平面變壓器的漏感越小越能滿足需要。

圖12 變壓器原邊電壓波形仿真

圖13 變壓器副邊電壓波形仿真

4.3 輸出端電壓、電流波形仿真

圖14所示為輸出端電壓與電流的波形仿真。從圖14可以看出，變換器電路開啟0.2 ms后，電壓和電流的輸出就開始變得穩(wěn)定。輸出電壓、電流的交流紋波與交流干擾信號較少，輸出的電壓和電流分別趨向于穩(wěn)定值28 V與96 A。這說明輸出電壓、電流過渡到平穩(wěn)狀態(tài)的時間都很短，動態(tài)性能較好，損耗較少，基本達到了設計目標。

圖14 輸出電壓、電流的波形仿真

4.4 變換器電路輸出效率測試

完成上述仿真實驗后，給變換器電路加上不同的電壓（330 V~550 V）與負載，對變換器電路的輸出電壓進行仿真測試。根據仿真結果得出了如圖15所示的變換器電路輸出效率與輸入電壓之間的關系。從圖15可以看出，當負載相同時，輸入電壓在480 V時變換器電路的輸出效率最高，達到了92%以上，而在其他輸入電壓下，變換器電路的輸出效率都在90%以上，基本滿足設計要求。

圖15 變換器電路的輸出效率

5 總結

我們將平面變壓器用于電動汽車車載DC/DC變換器的設計中，并完成了以下工作：首先，詳細分析了變換器電路的拓撲結構、主電路的選擇和設計中的相關參數，提出了相應的要求；其次，重點分析了變換器電路硬件部分平面變壓器的結構與選型，逆變功率開關管、同步整流管的參數與選型，LC濾波器電路電感、電容值的確定以及原副邊控制電路和驅動電路的設計；最后，利用電路仿真軟件PSpice對設計的電路進行仿真，以驗證變換器電路結構、器件選型和參數設計的正確性和可行性。仿真結果表明：我們的設計達到了提高車載DC/DC變換器效率和穩(wěn)定性的目標，與現有的部分車載DC/DC變換器相比，具有車身空間占用小、負荷輕和續(xù)航能力強等特點，具有一定的實用和推廣價值。